Коррекция смещения фазы эхо-сигнала в системе демодуляции множества несущих

1 Область техники Настоящее изобретение относится к способам и устройствам для выполнения модуляции и демодуляции в системах модуляции с множеством несущих (системы ММН), а более конкретно, к способам и устройству для дифференциального отображения и обратного отображения информации в таких системах на несущие символов модуляции множества несущих. Кроме того, настоящее изобретение относится к способам и устройству для выполнения коррекции смещения фазы эхо-сигнала при декодировании информации, закодированной на несущих символов модуляции множества несущих в системах модуляции с множеством несущих. Предпосылки изобретения Настоящее изобретение относится к широковещательной передаче цифровых данных к мобильным приемникам по нестационарным каналам многолучевого распространения. Более конкретно, настоящее изобретение особенно полезно в условиях многолучевого распространения сигнала с малым временем когерентности канала, то есть в быстро изменяющихся каналах. В предпочтительных вариантах осуществления настоящее изобретение можно использовать в системах, в которых реализована схема модуляции множества несущих. Модуляция множества несущих (ММН) также известна как мультиплексирование на основе ортогонального частотного разделения каналов. В системе передачи с ММН двоичную информацию представляют в виде комплексного спектра, то есть определенного числа комплексных символов поднесущей в частотной области. В модуляторе поток битов представлен последовательностью спектров. При использовании обратного преобразования Фурье (ОБПФ) сигнал ММН во временной области можно получить из этой последовательности спектров. На фиг. 7 показана схема системы ММН. Передатчик сигнала ММН обозначен позицией 100 (см., например, William Y. Zou, Yiyan Wu,"COFDM: AN OVERVIEW", IIЕЕ Transactionson Broadcasting, vol. 41, No. 1, March 1995). Источник 102 данных обеспечивает подачу последовательного потока 104 битов в передатчик сигнала ММН. Входящий последовательный поток 104 битов подается в блок 106 отображения битов на несущую, который вырабатывает последовательность спектров 108 из входящего последовательного потока 104 битов. Обратное быстрое преобразование 110 Фурье(БПФ) выполняется для последовательности спектров для получения сигнала 112 ММН во временной области. Сигнал ММН во временной области образует полезный символ ММН временного сигнала ММН. Для исключения межсимвольной интерференции (МСИ), вызванной искажением при многолучевом распространении сигнала, предусмотрен блок 114 для введения защитного интервала с фиксированной дли 002528 2 ной между расположенными рядом во времени символами ММН. Согласно предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения последняя часть полезного символа ММН используется в качестве защитного интервала,который размещается перед полезным символом. Полученный в результате символ ММН показан позицией 115 на фиг. 7. Блок 116, предназначенный для добавления опорного символа для каждого предварительно определенного числа символов ММН,служит для получения сигнала ММН, имеющего структуру кадра. Используя эту структуру кадра, содержащую полезные символы, защитные интервалы и опорные символы, можно восстановить полезную информацию из сигнала ММН на стороне приемника. Полученный в результате сигнал ММН,имеющий структуру, показанную позицией 118 на фиг. 7, подается на ВЧ каскад 120 передатчика. В ВЧ каскаде 120 передатчика выполняется цифроаналоговое преобразование и преобразование с повышением частоты сигнала ММН. После этого сигнал ММН передается через канал 122. Ниже со ссылкой на фиг. 7 приведено краткое описание режима работы приемника 130 сигнала ММН. Сигнал ММН поступает в ВЧ каскад 132 приемника. В ВЧ каскаде 132 приемника сигнал ММН преобразуется с понижением частоты и, кроме того, выполняется цифроаналоговое преобразование сигнала, преобразованного с понижением частоты. Сигнал ММН, преобразованный с понижением частоты,подается в блок 134 синхронизации кадра. Блок 134 синхронизации кадра определяет местоположение опорного символа в символе ММН. На основе определения, осуществленного в блоке 134 синхронизации кадра, блок 136 выделения опорного символа выделяет информацию о кадрировании, то есть опорный символ, из символа ММН, поступающего из ВЧ каскада 132 приемника. После выделения опорного символа сигнал ММН подается в блок 138 удаления защитного интервала. Результатом обработки сигнала, которая выполнялась до сих пор в приемнике сигнала ММН, являются полезные символы ММН. Полезные символы ММН с выхода блока 138 удаления защитного интервала подаются в блок 140 быстрого преобразования Фурье для получения последовательности спектров из полезных символов. После этого последовательность спектров подается в блок 142 отображения несущей на биты, в котором восстанавливается последовательный поток битов. Этот последовательный поток битов подается в приемник 144 данных. Как показано на фиг. 7, каждый передатчик 100 сигнала ММН должен содержать устройство, которое выполняет отображение переданных потоков битов в амплитуды и/или фазы поднесущих. Кроме того, в приемнике 130 3 ММН необходимо предусмотреть устройство для выполнения обратной операции, то есть для поиска переданного потока битов из амплитуд и/или фаз поднесущих. Для лучшего понимания схем отображения ММН предпочтительно рассматривать отображение как назначение одного или более битов одному или более символам поднесущей в плоскости время-частота. В следующем ниже описании термин символ или точка сигнала используется для комплексного числа, которое представляет собой амплитудную и/или фазовую модуляцию поднесущей в эквивалентной основной полосе частот. В дальнейшем при обозначении всех комплексных чисел, представляющих все символы поднесущей, используется термин символ ММН. Описание предшествующего уровня техники В предшествующем уровне техники используются, по существу, два способа для отображения потока битов на плоскость времячастота. Первый способ представляет собой дифференциальное отображение вдоль временной оси. При использовании дифференциального отображения вдоль временной оси один или более битов кодируют в фазовые и/или амплитудные сдвиги между двумя поднесущими одной и той же центральной частоты в расположенных рядом символах ММН. Такая схема кодирования показана на фиг. 8. Стрелки, показанные между символами поднесущей, соответствуют информации, закодированной в сдвигах по амплитуде и/или фазе между двумя символами поднесущей. Система, использующая такую схему отображения, определена в Европейском стандарте по телекоммуникациям ETS 300 401 (EU 147 ЕАВ). В системе, соответствующей этому стандарту, используется дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция (ДКФМ) для кодирования каждых двух битов в разности фаз 0,90, 180 или 270 градусов между двумя поднесущими одной и той же центральной частоты,которые располагаются в символах ММН, расположенных рядом во времени. Вторым способом отображения потока битов в плоскость время-частота является недифференциальное отображение. При использовании недифференциального отображения информация, которую несет поднесущая, зависит от информации, которая передается на любой другой поднесущей, и другая поднесущая может отличаться либо по частоте, то есть символ ММН является тем же самым, либо по времени,то есть символы ММН расположены рядом во времени. Система, использующая такую схему отображения, определена в Европейском стандарте по телекоммуникациям ETF 300 744(DVB-T). В системе, соответствующей этому стандарту, используется квадратурная амплитудная модуляция (КАМ) с коэффициентами 4, 002528 4 16 или 64 для назначения битов амплитуде и фазе поднесущей. Качество, с которым можно восстановить в приемнике переданные сигналы с модуляцией множества несущих, зависит от свойств канала. Наиболее интересным свойством при передаче сигналов ММН является временной интервал, в течение которого канал мобильной связи изменяет в значительной степени свои характеристики. Время когерентности канала Тc обычно используется для определения временного интервала, на котором канал мобильной связи изменяет в значительной степени свои характеристики. Тc зависит от максимального доплеровского сдвига следующим образом:(fcarrier - fнесущая, fDoppler, max - fДоплера, max) где v - скорость мобильного приемника в [м/с],fcarrier - несущая частота РЧ сигнала (Гц),с - скорость света (3.108 м/с). Время когерентности канала Тc часто определяется формулами Так как существует более одного определения, то ясно, что время когерентности канала Тc является только эмпирическим значением,характеризующим стационарность канала. Как показано выше, дифференциальное отображение вдоль временной оси согласно предшествующему уровню техники требует, чтобы канал мобильной связи был квазистационарным в течение нескольких периодов символов ММН, то есть требуемое время Тc когерентности каналапериода символа ММН. Для недифференциального отображения ММН согласно предшествующему уровню техники требуется только то,чтобы канал мобильной связи был квазистационарным в течение интервала, равного одному символу, то есть требуемое время когерентности каналапериода символа ММН. Таким образом, обе схемы отображения,известные из предшествующего уровня техники, имеют конкретные недостатки. Для дифференциального отображения в направлении оси времени канал должен быть квазистационарным, то есть канал не должен изменяться во время передачи двух символов ММН, расположенных рядом во времени. Если это условие не выполняется, введенные в канале фазовые и амплитудные изменения между символами ММН будут приводить к увеличению частоты ошибок в битах. При недифференциальном отображении необходимо точно знать фазу каждой поднесущей (то есть когерентный прием). Для многолучевых каналов, когерентный прием можно получить только в случае, если известна импульсная характеристика канала. Следовательно,оценка канала должна быть частью алгоритма приемника. Для оценки канала обычно необхо 5 димо иметь дополнительные последовательности в переданных формах сигнала, которые не несут информацию. В случае быстрого изменения каналов, которое неизбежно влечет за собой обновление оценки канала на коротких интервалах, дополнительные непроизводительные расходы могут быстро привести к недостаточности недифференциального отображения. В работе Р.Н. Moose: "Differentially CodedAND APPLICATIONS, 18.-21. September 1990,pages 1807-1810, Amsterdam, NL, описана многочастотная модуляция с дифференциальным кодированием для цифровой связи. В этой работе описывается многочастотная дифференциальная модуляция, в которой символы кодируют дифференциальным способом в пределах каждого бода между соседними тональными сигналами. В приемнике после цифрового преобразования Фурье (ЦПФ) получают комплексное произведение коэффициента ЦПФ цифровой частоты k на комплексно-сопряженный коэффициент ЦПФ цифровой частоты k-1. После этого результат умножается на соответствующие члены так, чтобы биты с дифференциальнокодированной фазой перегруппировывались в первоначальные совокупности. Таким образом,совокупность, которую получают после дифференциального декодирования, должна соответствовать первоначальной совокупности. Сущность изобретения Задача настоящего изобретения заключается в создании в способах и устройствах для выполнения коррекции смещения фазы эхосигнала в системе демодуляции множества несущих. Эта задача решается с помощью способов по пп. 1 и 5 и устройств по пп. 10 и 14 формулы изобретения. Согласно первому аспекту настоящее изобретение предусматривает способ выполнения коррекции смещения фазы эхо-сигнала в системе демодуляции множества несущих, включающий этапы, при которых выполняют дифференциальное фазовое декодирование сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые имеют различные частоты,определяют смещение фазы эхо-сигнала для каждого декодированного сдвига по фазе путем устранения неопределенностей, связанных со сдвигом по фазе, которые относятся к переданной информации, из декодированного сдвига по фазе,усредняют смещения фазы эхо-сигнала для формирования усредненного смещения и корректируют каждый декодированный сдвиг по фазе на основе усредненного смещения. Согласно второму аспекту настоящее изобретение предусматривает способ выполнения 6 коррекции смещения фазы эхо-сигнала в системе демодуляции множества несущих, включающий этапы, при которых выполняют дифференциальное фазовое декодирование сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые имеют различные частоты,причем сдвиги по фазе определяют точки сигнала в комплексной плоскости,предварительно поворачивают точки сигнала в сектор комплексной плоскости в пределах от -45 до +45,определяют параметры прямой линии, аппроксимирующей местоположение предварительно повернутых точек сигнала, на комплексной плоскости,определяют смещение фазы на основе параметров и корректируют каждый декодированный сдвиг по фазе на основе смещения фазы. Согласно третьему аспекту настоящее изобретение предусматривает устройство коррекции смещения фазы для системы демодуляции множества несущих, содержащее дифференциальный фазовый декодер для декодирования сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые имеют различные частоты,средство для определения смещения фазы эхо-сигнала для каждого декодированного сдвига по фазе путем устранения неопределенностей сдвига по фазе, которые относятся к переданной информации, получаемой из декодированного сдвига по фазе,средство для усреднения смещений фазы эхо-сигнала для формирования усредненного сдвига и средство для коррекции каждого декодированного сдвига по фазе на основе усредненного сдвига. Согласно четвертому аспекту настоящее изобретение предусматривает устройство коррекции смещения фазы эхо-сигнала для системы демодуляции множества несущих, содержащее дифференциальный декодер фазы для декодирования сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые имеют различные частоты,причем сдвиги по фазе определяют точки сигнала на комплексной плоскости,средство для предварительного поворота точек сигнала в сектор комплексной плоскости в пределах от -45 до +45,средство для определения параметров прямой линии, аппроксимирующей местоположение предварительно повернутых точек сигнала на комплексной плоскости,средство для определения смещения фазы на основе параметров и средство для коррекции каждого декодированного сдвига по фазе на основе смещения фазы. 7 Настоящее изобретение предусматривает способы и устройства для выполнения коррекции смещения фазы эхо-сигнала, подходящие для цифровой широковещательной передачи с множеством несущих (МРОЧ) по быстроизменяющимся каналам многолучевого распространения с использованием дифференциального кодирования данных вдоль оси частот так, чтобы отсутствовала необходимость в стационарности канала, превышающей один символ с множеством несущих. При использовании процесса отображения вдоль оси частот предпочтительным является алгоритм приемника, позволяющий корректировать смещения фазы символа, вызванные канальными эхо-сигналами. Схема отображения по оси частот для модуляции множества несущих делает передачу в определенной степени независимой от быстрых изменений в канале многолучевого распространения и без дополнительных больших непроизводительных затрат на поддержку оценки канала. Системы с высокими несущими частотами и/или высокими скоростями мобильной станции, содержащей приемный блок, получают особые преимущества от такой схемы отображения. Таким образом, в схеме отображения дифференциального кодирования по оси частот отсутствуют эти два недостатка, характерные для описанных выше систем, известных из предшествующего уровня техники. Схема отображения является устойчивой в отношении быстроизменяющихся каналов многолучевого распространения, которые могут возникать при высоких частотах и/или высоких скоростях мобильных приемников. Соответствующими управляемыми параметрами поднесущих являются их фазы, при этом информация подвергается дифференциальному фазовому кодированию. В соответствии с отображением, описанным выше, отображение является дифференциальным, но не в направлении по оси времени, а в направлении по оси частот. Таким образом,информация содержится не в сдвиге по фазе между поднесущими, расположенными рядом во времени, а в сдвиге по фазе между поднесущими, расположенными рядом по частоте. Дифференциальное отображение вдоль оси частот имеет два преимущества по сравнению с другими схемами отображения. Благодаря дифференциальному отображению не требуется оценка абсолютной фазы поднесущих. Следовательно, оценка канала и связанные с этим непроизводительные затраты становятся необязательными. С помощью выбора оси частот в качестве направления для дифференциального кодирования информационного потока битов можно снизить требование к стационарности канала в течение нескольких символов ММН. Канал должен оставаться неизменным только в 8 течение текущего периода символа ММН. Поэтому, как и для недифференциального отображения, выполняется условие требуемое время когерентности каналапериод символа ММН. Настоящее изобретение обеспечивает способы и устройство для коррекции фазовых искажений, которые могут быть вызваны канальными эхо-сигналами. Как описано выше, дифференциальное отображение в направлении оси частот устраняет проблемы, связанные со стационарностью канала. Однако дифференциальное отображение в направлении оси частот может создать новую проблему. В условиях многолучевого распространения сигнала многолучевые эхо-сигналы, последующие или предшествующие основному лучу, могут приводить к систематическим смещениям фазы между поднесущими в том же самом символе ММН. В этом контексте под основным лучом следует понимать эхо-сигнал луча, имеющий самую высокую энергию. Эхо-сигнал основного луча будет определять положение окна БПФ в приемнике системы ММН. Согласно настоящему изобретению информация будет содержаться в сдвиге по фазе между соседними поднесущими того же самого символа ММН. Без учета этой поправки вызванное эхо-сигналом луча смещение фазы между двумя поднесущими может привести к увеличению частоты ошибок в битах. Поэтому схема отображения ММН, представленная в настоящем изобретении, в случае канала многолучевого распространения предпочтительно будет использоваться совместно с коррекцией систематических смещений фазы поднесущей. Вносимое смещение фазы можно объяснить исходя из свойства сдвига в случае дискретного преобразования Фурье (ДПФ) где х[n] - дискретный сигнал во временной области (0nN-1),X[k] - сигнал, преобразованный с помощью ДПФ, в частотной области (0kN-1),N - длина ДПФ,N - циклический сдвиг окна ДПФ во времени,m - длина ДПФ-сдвига во временной области. Уравнение (3) показывает, что в канале многолучевого распространения эхо-сигналы,распространяющиеся в основном луче, будут формировать поднесущую, которая зависит от смещения фазы. После дифференциального обратного отображения в направлении оси частот,выполняемого в приемнике, между двумя соседними символами остается сдвиг по фазе. Так как смещения фазы, возникающие в канале, между дифференциально-демодулированными символами имеют систематические ошибки, то их можно корректировать с помощью алгоритма. 9 В контексте следующего ниже описания алгоритмы, которые помогают скорректировать сдвиг по фазе, называются алгоритмами коррекции смещения фазы эхо-сигнала (КСФЭС). Два таких алгоритма описаны в качестве предпочтительных вариантов осуществления для коррекции фазовых искажений, которые могут вызывать канальные эхо-сигналы. Эти алгоритмы обеспечивают достаточную надежность обнаружения для отображения ММН по оси частот даже в каналах с эхо-сигналами, которые близки к пределам защитного интервала. В принципе, алгоритмы КСФЭС должны вычислять эхо-сигнал, который вызывает смещение фазы, из пространственной совокупности сигналов после дифференциальной демодуляции и впоследствии корректировать это смещение фазы. Краткое описание чертежей Сущность изобретения иллюстрируется ссылками на чертежи, на которых представлено следующее: фиг. 1 - схематичное представление используемой схемы отображения согласно изобретению; фиг. 2 - функциональная блок-схема варианта осуществления устройства отображения; фиг. 3 А и 3 В - диаграммы рассеяния на выходе дифференциального блока обратного отображения приемника сигнала ММН для иллюстрации эффекта коррекции смещения фазы эхо-сигнала; фиг. 4 - блок-схема, иллюстрирующая положение и выполняемые функции блока коррекции смещения фазы эхо-сигнала; фиг. 5 - блок-схема варианта осуществления устройства коррекции смещения фазы эхосигнала согласно настоящему изобретению; фиг. 6 - схематические виды, иллюстрирующие проекцию, выполненную с помощью другого варианта осуществления устройства коррекции смещения фазы эхо-сигнала, согласно настоящему изобретению; фиг. 7 - блок-схема общей системы модуляции множества несущих; и фиг. 8 - схема дифференциального отображения, известного из предшествующего уровня техники. Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления В предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения используются системы ММН, показанные на фиг. 7. Что касается этой системы ММН, то настоящее изобретение относится к устройству 106 отображения битов на несущую передатчика 100 сигнала ММН и к устройству 142 отображения несущей на биты приемника 130 сигналов ММН, которые показаны заштрихованной областью на фиг. 7. На фиг. 1 представлена схема отображения, которая используется в устройстве 106 отображения битов на несущую, согласно предпоч 002528 10 тительному варианту осуществления настоящего изобретения. На фиг. 1 показан ряд символов 200 ММН. Каждый символ 200 ММН содержит ряд символов 202 поднесущей. Стрелки 214(фиг. 1) изображают информацию, закодированную между двумя символами 202 поднесущей. Как показано стрелками 204, в устройстве 106 отображения битов на несущую используется дифференциальное изображение в пределах одного символа ММН вдоль направления оси частот. В варианте осуществления, показанном на фиг. 1, первая поднесущая (k=0) в символе 200 ММН используется в качестве опорной поднесущей 206 (заштриховано), при этом информация кодируется между опорной поднесущей и первой активной несущей 208. Другая информация символа 200 ММН кодируется, соответственно, между активными несущими. Таким образом, для каждого символа ММН существует абсолютная опорная фаза. Как показано на фиг. 1, эта абсолютная опорная фаза образована опорным символом, который вставляется в каждый символ ММН (k=0). Опорный символ может иметь постоянную фазу для всех символов ММН или фазу, которая изменяется от символа ММН к символу ММН. Изменение фазы можно получить путем дублирования фазы из последней поднесущей символа ММН, предшествующего по времени. На фиг. 2 показан предпочтительный вариант осуществления устройства для выполнения дифференциального отображения вдоль оси частот. Ниже со ссылками на фиг. 2 описывается конфигурация символов ММН в частотной области с использованием дифференциального отображения вдоль оси частот согласно настоящему изобретению. На фиг. 2 показана конфигурация символов ММН со следующими параметрами:NБПФ - число комплексных коэффициентов дискретного преобразования Фурье и число поднесущих соответственно; К - число активных несущих; опорная несущая не принимается в расчет для К. Как показано на фиг. 2, квадратурная фазовая манипуляция (КФМ) используется для отображения потока битов в комплексные символы. Однако возможны и другие схемы М-ого отображения (МФМ), такие как 2-ФМ, 8-ФМ,16-КАМ, 16-АФМ, 64-АФМ и так далее. Кроме того, для облегчения фильтрации и минимизации эффектов наложения спектров некоторые поднесущие не используются для кодирования информации в устройстве, показанном на фиг. 2. Эти поднесущие, которые устанавливаются в ноль, образуют так называемые защитные диапазоны по верхнему и нижнему краям спектра сигнала ММН. На вход устройства отображения (фиг. 2) поступают пары b0[k], b1[k] комплексных сигналов входного потока битов. Формируется К 11 пар комплексных сигналов для формирования одного символа ММН. Пары сигналов кодируют для получения К дифференциальных сдвиговphi[k] по фазе, которые необходимы для формирования одного символа ММН. В этом варианте осуществления отображение битов в сдвиги по фазе 0, 90, 180 и 270 выполняют с использованием отображения Грэя в устройстве 220 квадратурной фазовой манипуляции. Отображение Грэя используется для предотвращения тех дифференциальных фазовых ошибок обнаружения, которые меньше 135 градусов, так как это приводит к удвоению ошибок битов в приемнике. Дифференциальное фазовое кодирование К фаз выполняется в дифференциальном фазовом кодере 222. На этой стадии обработки К фазphi[k], которые вырабатываются устройством отображения Грэя КФМ, кодируют дифференциальным способом. Цепь 224 обратной связи,по существу, вычисляет интегральную сумму по всем К фазам. В качестве начальной точки для первого вычисления (k=0) используется фаза опорной несущей 226. Переключатель 228 обеспечивает абсолютную фазу опорной поднесущей 226 или фазовую информацию, закодированную на предыдущей (то есть z-1, где z-1 обозначает оператор единичной задержки) поднесущей в точке 230 сложения. На выходе дифференциального фазового кодера 222 получают фазовую информацию theta [k], с помощью которой необходимо кодировать соответствующие поднесущие. В предпочтительных вариантах осуществления настоящего изобретения поднесущие символа ММН расположены на равном расстоянии в направлении вдоль оси частот. Выход дифференциального фазового кодера 222 подсоединен к блоку 232 для выработки комплексных символов поднесущей с использованием фазовой информации theta [k]. С этой целью К дифференциально-кодированных фаз преобразуют в комплексные символы путем выполнения операции перемножения("factor - множитель"),где множитель обозначает масштабный множитель иPHI обозначает дополнительный угол. Масштабный множитель и дополнительный угол PHI выбирают произвольным образом. При выборе PHI=45 можно получить совокупность повернутых сигналов ДКФМ. И наконец, компоновка символа ММН выполняется в блоке 234 компоновки. Один символ ММН, содержащий NБПФ поднесущих, компонуется из NБПФ-К-1 символов защитного диапазона, которые равны "нулю", одного символа опорной поднесущей и К символов поднесущей ДКФМ. Таким образом, скомпонованный символ 200 ММН состоит из К комплексных значений, содержащих закодированную информа 002528 12 цию, двух защитных диапазонов по обеим сторонам комплексных значений NБПФ и символа опорной поднесущей. Символ ММН компонуется в частотной области. Для преобразования во временную область выполняют обратное дискретное преобразование Фурье (ОДПФ) на выходе блока 234 компоновки с помощью преобразователя 236. В предпочтительных вариантах осуществления настоящего изобретения преобразователь 236 обеспечивает выполнение быстрого преобразования Фурье (БПФ). Дальнейшая обработка сигнала ММН в передатчике и в приемнике такова, как описано выше со ссылками на фиг. 7. Устройство 142 обратного отображения(фиг. 7), расположенное в приемнике, должно выполнять операции в обратном порядке по сравнению с устройством отображения, которое описано выше со ссылками на фиг. 2. Реализация устройства обратного отображения является достаточно простой и поэтому не требует здесь подробного описания. Однако систематические сдвиги по фазе,возникающие вследствие эхо-сигналов в многолучевых средах, могут иметь место между поднесущими в том же самом символе ММН. Эти сдвиги по фазе могут вызвать ошибки в двоичном разряде при демодуляции символа ММН в приемнике. Таким образом, предпочтительно использовать алгоритм коррекции систематических сдвигов по фазе, возникающих из эхо-сигналов в средах с многолучевым распространением сигналов. Ниже со ссылкой на фиг. 3-6 приводится объяснение предпочтительных вариантов осуществления алгоритмов коррекции смещения фазы эхо-сигнала. На фиг. 3 А и 3 В показаны диаграммы рассеяния на выходе дифференциального устройства обратного отображения, расположенного в приемнике ММН. Как видно из фиг. 3 А, систематические сдвиги по фазе между поднесущими в том же самом символе ММН вызывают поворот демодулированных сдвигов по фазе относительно оси комплексной системы координат. На фиг. 3 В изображены демодулированные сдвиги по фазе после выполнения коррекции смещения фазы эхо-сигнала. В этом случае положения точек сигнала находятся, по существу, на оси комплексной системы координат. Эти положения соответствуют модулированным сдвигам по фазе 0, 90, 180 и 270 соответственно. Алгоритм коррекции смещения фазы эхосигнала (алгоритм КСФЭС) должен вычислять смещение фазы, обусловленной эхо-сигналом,из пространственной совокупности сигналов после дифференциальной демодуляции и затем корректировать этот сдвиг по фазе. В целях иллюстрации можно рассмотреть простейший возможный алгоритм, который устраняет фазу символа перед вычислением сред 13 него значения всех фаз поднесущих. Иллюстрация действия такого алгоритма КСФЭС представлена на диаграммах рассеяния символов поднесущих, которые содержатся в одном символе ММН (фиг. 3 А и 3 В). Эти диаграммы рассеяния были получены в результате моделирования ММН. Для моделирования используется канал, который может обычно устанавливаться в одночастотных сетях. Эхо-сигналы этого канала распространяются до границ защитного интервала ММН. В этом случае защитный интервал был выбран равным 25% от длительности символа ММН. На фиг. 4 изображена блок-схема для иллюстрации местоположения и функций устройства коррекции смещения фазы эхо-сигнала в приемнике сигнала ММН. Сигнал передатчика сигнала ММН передается через канал 122 (фиг. 4 и 7) и поступает на ВЧ каскад 132 приемника сигнала ММН. На фиг. 4 не показана обработка сигнала между входным каскадом приемника и устройством 140 быстрого преобразования Фурье. Выходной сигнал устройства быстрого преобразования Фурье подается в устройство обратного отображения, которое выполняет дифференциальное обратное отображение вдоль оси частот. Выходной сигнал устройства обратного отображения имеет соответствующие сдвиги по фазе для поднесущих. Смещения по фазе этих сдвигов по фазе, которые вызваны эхосигналами в средах с многолучевым распространением, отчетливо видны на фиг. 4 (блок 400), на которой показан пример диаграммы рассеяния символов поднесущих без коррекции смещения фазы эхо-сигнала. Выходной сигнал устройства 142 обратного отображения подается на вход устройства 402 коррекции смещения фазы эхо-сигнала. В устройстве 402 коррекции смещения фазы эхосигнала используется алгоритм КСФЭС для устранения смещения фазы эхо-сигнала на выходе устройства 142 обратного отображения. Результат показан в блоке 404 (фиг. 4), то есть на выходе устройства 402 коррекции присутствуют только закодированные сдвиги по фазе 0,90, 180 или 270. На выходе устройства 402 коррекции формируется сигнал для вычисления метрики, выполняемый для восстановления потока битов, представляющего переданную информацию. Ниже со ссылкой на фиг. 5 описываются первый вариант осуществления алгоритма КСФЭС и устройство для его выполнения. Алгоритм КСФЭС согласно первому варианту осуществления начинается с предположения, что каждый принятый дифференциальнодекодированный комплексный символ повернут на угол из-за эхо-сигналов в канале многолучевого распространения. Предполагается, что поднесущие распределены равномерно по частоте, так как этот случай представляет собой предпочтительный вариант осуществления на 002528 14 стоящего изобретения. Если поднесущие не распределены равномерно по частоте, то в алгоритм КСФЭС необходимо вводить поправочный коэффициент. На фиг. 5 показано корректирующее устройство 402 (фиг. 4), предназначенное для выполнения первого варианта осуществления алгоритма КСФЭС. Из выходного сигнала устройства 142 обратного отображения, содержащего смещение фазы эхо-сигнала, как показано, например, на фиг. 3 А, сначала исключаются сдвиги по фазе,которые относятся к переданной информации. С этой целью выходной сигнал устройства 142 обратного отображения подается в блок 500 исключения. В случае отображения ДКФМ блок исключения может выполнять операцию "4". Блок 500 проецирует все принятые символы в первый квадрант. Поэтому сдвиги по фазе, которые относятся к переданной информации,исключаются из сдвигов по фазе, которые представляют собой символы поднесущей. Того же самого эффекта можно достигнуть с помощью выполнения действия "по модулю 4". Устранив информацию, которая относится к фазам символа, в блоке 500, при первом методе получения оценки необходимо просто вычислить среднее значение по всем фазам одного символа ММН. Однако предпочтительно получить пороговое решение перед определением среднего значения по всем фазам одного символа ММН. Вследствие эффекта замирания Релея некоторые из принятых символов могут вносить недостоверную информацию в определение смещения фазы эхо-сигнала. Поэтому в зависимости от абсолютного значения символа пороговое решение получают для определения того,должен или нет символ вносить вклад в оценку смещения фазы. Таким образом, в варианте осуществления,показанном на фиг. 5, в состав устройства включен блок 510 порогового решения. После выполнения операции в блоке 500 вычисляют абсолютное значение и аргумент дифференциально-кодированного символа в соответствующих вычислительных блоках 512 и 514. В зависимости от абсолютного значения соответствующего символа получают сигнал управления. Этот сигнал управления сравнивают с пороговым значением в схеме 516 принятия решения. Если абсолютное значение, то есть его сигнал управления, меньше определенного порога, то схема 516 принятия решения заменяет значение угла, переходя к операции усреднения, на значение, равное нулю. В этом случае предусмотрен переключатель для отсоединения выхода блока 514 вычисления аргумента от входа другого каскада обработки и подсоединения входа другого каскада обработки к блоку 518, который обеспечивает постоянный вывод "нуля". Блок 520 усреднения выполнен с возможностью вычисления среднего значения на осно 15 ве смещений i фазы, которые определяются для отдельных символов поднесущей символа ММН в виде В блоке 520 усреднения выполняют суммирование по К слагаемым, которые не были установлены в ноль в блоке 516. Выходной сигнал блока 520 усреднения подается в блок 522 сохранения, который сохраняет выходной сигнал блока 520 усреднения К раз. Выход блока 522 сохранения подсоединен к блоку 524 поворота фазы, который выполняет коррекцию смещений фазы по К точкам комплексного сигнала на основе среднего значения . Блок 524 поворота фазы выполняет коррекцию смещений фазы с использованием следующего уравнения: В этом уравнении vk обозначает К дифференциально-декодированных символов с коррекцией фазы, которые вводятся при вычислении "мягкой" метрики, тогда как vk обозначает входные символы. Поскольку можно предположить, что канал является квазистационарным в течение длительности символов одного ММН,использование среднего значения для всех несущих одного символа ММН позволит получить правильные результаты. Может быть предусмотрен блок 527 буфера для буферизации точек комплексного сигнала до тех пор, пока не будет определено среднее значение смещений фазы для одного символа ММН. Выходной сигнал блока 524 поворота фазы подается на другой каскад 526 обработки для выполнения вычисления мягкой метрики. Результаты вышеописанной коррекции смещения фазы эхо-сигнала поясняются со ссылками на фиг. 3 А и 3 В. Оба графика получены в результате моделирования, которое входит в первый вариант осуществления описанного выше алгоритма коррекции смещения фазы эхосигнала. На фиг. 3 А показана диаграмма рассеяния в определенный момент времени, при котором канал очевидным образом искажает совокупность сигналов, таким образом, что можно предположить обычный угловой поворот. Как показано на фиг. 3 В, совокупность сигналов можно повернуть назад к оси, с использованием определенного среднего значения для поворота дифференциально-обнаруженных символов. Ниже описывается второй вариант осуществления алгоритма коррекции смещения фазы эхо-сигнала. Этот второй вариант осуществления можно предпочтительно использовать совместно с многолучевыми каналами, которые имеют до двух интенсивных эхо-сигналов, которые распространяются по своим траекториям. Алгоритм второго варианта осуществления яв 002528 16 ляется более сложным, чем алгоритм первого варианта осуществления. Ниже приводится математический вывод согласно второму варианту осуществления способа коррекции смещения фазы эхо-сигнала. Для пояснения второго варианта осуществления алгоритма КСФЭС можно сделать следующие допущения. В этом варианте осуществления защитный интервал сигнала ММН предполагается равным,по меньшей мере, такой же длительности, как и импульсная характеристика h[q], q=0, 1 Qh-1 канала многолучевого распространения. В передатчике каждый символ ММН компонуется с использованием отображения по оси частот, как пояснено выше. Символ опорной поднесущей равен 1, то есть сдвигу по фазе в степени 0. Дополнительный сдвиг PHI по фазе равен нулю, то есть совокупность сигналов ДКФМ не поворачивается. Используя уравнение, это можно выразить в виде- комплексный символ приращения фазы;m=0, 1, 2, 3 - номер символа КФМ, который получают из пар кодирования Грэя с разрядом 2 бита,a0=1 - символ опорной поднесущей. На выходе ЦПФ приемника переменные решения которая представляет собой ЦПФ импульсной характеристики h[q] - канала в положении k. При дифференциальная демодуляция дает Для приемника вводится дополнительный фазовый член k, который будет использоваться для коррекции систематического смещения фазы, вызванного влиянием канала. Следовательно, переменная окончательного решения в приемнике имеет вид Как видно из уравнения (11), полезная информация аkinc взвешивается с помощью произведения еgk . Hk . Hk-1 (функция поворота и эффективной передачи канала). Это произведение должно быть действительным для безошибочного обнаружения. С учетом этого лучше всего выбрать угол поворота, равный отрицательному аргументу Нk . Hk-1. Чтобы получить требуемый алгоритм для двух лучевых каналов, необходи 17 мо провести исследования свойств Hk . Hk-1,представленные в следующей части описания. Предполагается, что в двухлучевом канале возникают два эхо-сигнала со значением энергии, не равным нулю, то есть, по меньшей мере,два основных эхо-сигнала. Это предположение приводит к импульсной характеристике Передаточную функцию канала получают путем применения ЦПФ (9) для уравнения (12) где с 1, с 2 - комплексные коэффициенты, представляющие собой траекторные эхо-сигналы,q0 - задержка второго траекторного эхосигнала относительно первого траекторного эхо-сигнала,0 - дельта-импульс; 0 [k]=1 для k=0,0 [k]=0 для других значений k. С учетом уравнения (13) эффективная передаточная функция для дифференциальной демодуляции по оси частот имеет вид: Полагая, что шум в двухлучевом канале отсутствует, из уравнения (14) видно, что символы на стороне приемника располагаются по прямой линии в случае, если был послан символ 1+j0 (см. вышеприведенное предположение). Эту прямую линию можно характеризовать точкой Дополнительный шум будет приводить к разбросу символов вокруг прямой линии, заданной уравнениями (17)-(19). В этом случае уравнение (19) представляет собой кривую регрессии для группы символов. Для геометрического вывода алгоритма КСФЭС согласно второму варианту осуществления угол k, полученный из уравнения (11),выбирается в виде функции квадрата расстояния рассматриваемого символа от начала координат: Уравнение (20) показывает, что полное пространство сигналов искажается (закручивается), тем не менее, при сохранении расстояний от начала координат. Для вывода алгоритма согласно второму варианту осуществления fк(.) необходимо определить так, чтобы все переменные v'k решения(в предложении отсутствия шума) лежали на действительной оси Дополнительные преобразования уравнения (21) приводят к квадратному уравнению, из которого можно получить решение для k. В случае двухлучевого канала коррекция смещения фазы эхо-сигнала для заданной переменной vk решения записывается в виде где и вектором которые определяет ее направление. С вышеприведенными допущениями можно получить следующий геометрический вывод. Более подходящая запись для геометрического вывода второго варианта алгоритма КСФЭС согласно второму варианту осуществления получается в случае, если действительная часть комплексной плоскости обозначается как х=Rez, а мнимая часть как у=Imz соответственно, то есть z=х+jy. С учетом этой новой записи прямая линия, на которой будут лежать принимаемые символы в случае двухлучевого траекторного канала, свободного от шумов,имеет вид где Из двух возможных решений квадратного уравнения, упомянутого выше, уравнение (23) дает одно решение, которое не может вызвать дополнительный фазовый сдвиг на 180. Два графика на фиг. 6 изображают проекцию алгоритма КСФЭС согласно второму варианту осуществления для одного квадранта комплексной плоскости. На фиг. 6 изображена координатная сетка в секторе и прямая линия у=f(х)=а+b.х , где а=-1, 0 и b=0, 5(пунктирная линия). В случае канала, свободного от шумов, все принятые символы будут лежать на этой прямой линии, если было передано 1+j0. Круг, показанный на графиках, определяет граничную линию для двух случаев уравнения(23). В левой части фиг. 6 показана ситуация перед применением алгоритма проекции, а в правой части - после применения алгоритма проекции. При рассмотрении левой части видно,что прямая линия уже лежит на действительной оси, причем 2+j0 - фиксированная точка проек 19 ции. Следовательно, можно сделать вывод, что алгоритм коррекции смещения фазы эхосигнала согласно второму варианту осуществления достигает поставленной цели. Прежде чем применить алгоритм КСФЭС согласно второму варианту осуществления необходимо определить линию аппроксимации через принятые символы, то есть необходимо оценить параметры а и b. Для этого предположим, что принятые символы находятся в секторе arg(z)/4 в случае, если было передано 1+j0. Если были переданы символы, отличные от 1+j0, операцию "по модулю" можно применить для проецирования всех символов в требуемый сектор. Поступая подобным образом,устраняется необходимость выбора символов на ранней стадии и становится возможным усреднение по всем точкам сигнала одного символа ММН (вместо усреднения только по 1/4 всех точек сигнала). Для следующего правила вычисления, которое относится к алгоритму КСФЭС, согласно второму варианту осуществления xi используется для обозначения действительной части i-ой точки сигнала и yi для ее мнимой части соответственно (i=1, 2 К). В общем, имеется К значений для определения. Выбрав способ наименьших квадратов, прямую линию, которую необходимо определить, можно получить с помощью минимизации При необходимости можно использовать способ оценки, имеющий более высокую робастность, но ценой более высокой сложности вычислений. Чтобы избежать проблем, связанных с диапазоном, в котором применяется проекция,определение прямой линии необходимо разделить на две части. Во первых, центры тяжести скоплений (групп сигналов) перемещаются к осям, вследствие чего пространство сигналов искажается. Предполагается, что а и b являются исходными параметрами прямой линии иугол поворота, fk(.) необходимо использовать с преобразованными параметрами. Помимо двух алгоритмов КСФЭС, объясненных выше, можно построить различные ал 002528 20 горитмы, которые, однако, будут иметь более высокую степень сложности вычислений. Новый способ отображения для представленных схем модуляции множества несущих состоит в принципе из двух важных аспектов. Это дифференциальное отображение внутри одного символа ММН вдоль направления оси частот и коррекция смещения фазы, относящегося к канальному эхо-сигналу. Преимуществом этой новой схемы отображения является ее устойчивость к быстро изменяющимся каналам многолучевого распространения, которые могут возникать при высоких частотах и/или высоких скоростях мобильных приемников. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ 1. Способ коррекции смещения фазы эхосигнала в системе демодуляции множества несущих, включающий этапы, при которых выполняют дифференциальное фазовое декодирование (142) сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, имеющими различные частоты, определяют смещение фазы эхо-сигнала для каждого декодированного сдвига по фазе путем устранения (500) неопределенностей сдвигов по фазе,которые относятся к переданной информации,полученной из декодированного сдвига по фазе,усредняют (520) смещения фазы эхо-сигнала для формирования усредненного смещения и корректируют (524) каждый декодированный сдвиг по фазе на основе усредненного смещения. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что этап дифференциального фазового декодирования включает дифференциальное фазовое декодирование сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые расположены рядом в направлении оси частот. 3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем,что этап дифференциального фазового декодирования включает дифференциальное фазовое декодирование сдвигов по фазе на основе разностей фаз, по меньшей мере, между тремя одновременно используемыми несущими, которые распределены равномерно в направлении оси частот. 4. Способ по любому из пп.1-3, отличающийся тем, что дополнительно включает этап сравнения абсолютного значения символа, связанного с соответствующим декодированным сдвигом по фазе, с порогом, причем на этапе усреднения смещений фазы эхо-сигналов используют только сдвиги по фазе, связанные с этими символами, которые имеют абсолютное значение, превышающее порог. 5. Способ выполнения коррекции смещения фазы эхо-сигнала в системе демодуляции множества несущих, включающий этапы, при которых выполняют фазовое декодирование 21 сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими,имеющими различные частоты, причем сдвиги по фазе определяют точки сигнала в комплексной плоскости, предварительно выполняют поворот точек сигнала в секторе комплексной плоскости в пределах от -45 до +45; определяют параметры (а, b) прямой линии, аппроксимирующей местоположение предварительно повернутых точек сигнала на комплексной плоскости, определяют смещение фазы на основании параметров (а, b) и корректируют каждый декодированный сдвиг по фазе на основе смещения фазы. 6. Способ по п.5, отличающийся тем, что одновременно используемые частоты распределены равномерно в направлении оси частот. 7. Способ по п.5 или 6, отличающийся тем,что на этапе определения параметров (а, b) используют, по меньшей мере, способ наименьших квадратов для выбора тех параметров, которые минимизируют отклонения предварительно повернутых точек сигнала от прямой линии. 8. Способ по п.7, отличающийся тем, что параметры (а, b) определяют следующим образом: где х и у - координаты точек сигнала в комплексной плоскости;i - коэффициент, изменяющийся от 1 до N,и К - число точек сигнала. 9. Способ по п.8, отличающийся тем, что смещение (k) фазы определяют следующим образом: где vk - заданная переменная решения. 10. Устройство для коррекции смещения фазы эхо-сигнала для системы демодуляции множества несущих, содержащее дифференциальный фазовый декодер для декодирования сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, имеющими различные частоты,средство для определения смещения фазы эхо-сигнала для каждого декодированного сдвига фазы, содержащее средство (500) для исключения неопределенностей сдвигов по фазе, которые относятся к переданной информации, из декодированного сдвига по фазе, 002528 22 средство (520) для усреднения смещений фазы эхо-сигнала для формирования усредненного смещения и средство (524) для коррекции каждого декодированного сдвига по фазе на основе усредненного смещения. 11. Устройство по п.10, отличающееся тем,что дифференциальный фазовый декодер адаптирован для декодирования сдвигов по фазе на основе разности фаз между одновременно используемыми несущими, которые расположены рядом в направлении оси частот. 12. Устройство по п.10 или 11, отличающееся тем, что дополнительно содержит средство (516) для сравнения абсолютного значения символа, связанного с соответствующим декодированным сдвигом по фазе, с порогом, причем средство для усреднения смещений фазы использует только сдвиги по фазе, имеющие связанные с ними символы, абсолютное значение которых превышает порог. 13. Устройство по любому из пп.10-12, отличающееся тем, что дифференциальный фазовый декодер выполнен с возможностью декодирования сдвигов по фазе на основе разностей фаз, по меньшей мере, между тремя одновременно используемыми несущими, которые равномерно распределены в направлении оси частот. 14. Устройство для коррекции смещения фазы эхо-сигнала для системы демодуляции множества несущих, содержащее дифференциальный фазовый декодер для декодирования сдвигов по фазе на основании разности фаз между одновременно используемыми несущими,имеющими различные частоты, причем сдвиги по фазе определяют точки сигнала в комплексной плоскости, средство для предварительного поворота точек сигнала в секторе комплексной плоскости в пределах от -45 до +45, средство для определения параметров (а, b) прямой линии, аппроксимирующей местоположение предварительно повернутых точек сигнала на комплексной плоскости, средство для определения смещения по фазе на основе параметров (a, b) и средство для коррекции каждого декодированного сдвига по фазе на основе смещения фазы. 15. Устройство по п.14, отличающееся тем,что дифференциальный фазовый декодер содержит средство для декодирования сдвигов по фазе, по меньшей мере, трех одновременно используемых несущих, равномерно распределенных в направлении оси частот. 16. Устройство по п.14 или 15, отличающееся тем, что средство для определения параметров (а, b) содержит средство для выполнения, по меньшей мере, способа наименьших квадратов для выбора параметров, минимизирующих отклонения предварительно повернутых точек сигнала от прямой линии. 17. Устройство по п.16, отличающееся тем,что средство для определения параметров (а, b) 18. Устройство по п.17, отличающееся тем,что средство для определения смещения (k) фазы вычисляет смещение (k) фазы следующим образом: где х и у - координаты точек сигнала в комплексной плоскости,i - коэффициент от 1 до N, и К - число точек сигналов.