Способ предварительного кодирования и передающее устройство

СПОСОБ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО КОДИРОВАНИЯ И ПЕРЕДАЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО В изобретении раскрывается схема передачи для передачи первого модулированного сигнала и второго модулированного сигнала одновременно на одинаковой частоте. В соответствии со схемой передачи блок умножения на вес предварительного кодирования умножает вес предварительного кодирования на основополосный сигнал после первого отображения и на основополосный сигнал после второго отображения и выводит первый модулированный сигнал и второй модулированный сигнал. В блоке умножения на вес предварительного кодирования постоянно переключаются веса предварительного кодирования.(71)(73) Заявитель и патентовладелец: САН ПЭТЕНТ ТРАСТ (US) Область техники, к которой относится изобретение Данная заявка основывается на заявках на патент 2010-276457, 2010-293114, 2011-035085,2011-093543, 2011-102098 и 2011-140746, поданных в Японии, содержание которых включается в этот документ путем отсылки. Настоящее изобретение относится к схеме предварительного кодирования, устройству предварительного кодирования, схеме передачи, устройству передачи, схеме приема и устройству приема, которые осуществляют связь, в частности, с использованием нескольких антенн. Уровень техники Система со многими входами и выходами (MIMO) является традиционным примером схемы связи,использующей несколько антенн. При связи с несколькими антеннами, образцом которой являетсяMIMO, несколько сигналов передачи модулируются, и каждый модулированный сигнал передается из разной антенны одновременно с другими, чтобы увеличить скорость передачи данных. Фиг. 28 показывает пример структуры устройства передачи и приема, когда количество передающих антенн равно двум, количество приемных антенн равно двум и количество модулированных сигналов для передачи (потоков передачи) равно двум. В устройстве передачи кодированные данные перемежаются, перемеженные данные модулируются и выполняется преобразование частоты и т.п., чтобы сформировать сигналы передачи, и сигналы передачи передаются из антенн. В этом случае схемой для одновременной передачи разных модулированных сигналов из разных передающих антенн одновременно и на одинаковой частоте является система MIMO с пространственным мультиплексированием. В этом смысле в патентной литературе 1 предложено использовать устройство передачи, снабженное разным шаблоном перемежения для каждой передающей антенны. Другими словами, устройство передачи на фиг. 28 имело бы два разных шаблона перемежения с соответствующими перемежениями(а, b). Как показано в непатентной литературе 1 и непатентной литературе 2, качество приема повышается в устройстве приема путем итеративного выполнения схемы обнаружения, которая использует гибкие значения (детектор MIMO на фиг. 28). Модели фактических сред распространения при беспроводной связи включают в себя отсутствие прямой видимости (NLOS), образцом которого является среда с релеевским замиранием, и прямую видимость (LOS), образцом которой является среда замирания с распределением Райса. Когда устройство передачи передает одиночный модулированный сигнал, и устройство приема выполняет суммирование дифференциально взвешенных сигналов над сигналами, принятыми множеством антенн, а затем демодулирует и декодирует сигнал, происходящий в результате суммирования дифференциально взвешенных сигналов, можно добиться отличного качества приема в среде LOS, в частности в среде, где коэффициент Райса большой, который указывает отношение принимаемой мощности прямых волн к принимаемой мощности рассеянных волн. Однако в зависимости от системы передачи (например, системы MIMO с пространственным мультиплексированием) возникает проблема в том, что качество приема ухудшается с увеличением коэффициента Райса (см. непатентную литературу 3). Фиг. 29 А и 29 В показывают пример результатов моделирования характеристик Частоты появления ошибочных разрядов (BER) (вертикальная ось: BER, горизонтальная ось: отношение сигнал-шум (SNR для данных, кодированных кодом с низкой плотностью проверок на четность (LDPC) и переданных по системе MIMO с пространственным мультиплексированием 22 (две передающие антенны, две приемные антенны) в среде с релеевским замиранием и среде замирания с распределением Райса при коэффициентах Райса K=3, 10 и 16 дБ. Фиг. 29 А показывает характеристики BER у логарифма максимума апостериорной вероятности (АРР) без итеративного обнаружения (см. непатентную литературу 1 и непатентную литературу 2), а фиг. 29B показывает характеристики BER у логарифма максимума АРР с итеративным обнаружением (см. непатентную литературу 1 и непатентную литературу 2) (количество итераций: пять). Как понятно из фиг. 29 А и 29 В, независимо от того, выполняется ли итеративное обнаружение, качество приема в системе MIMO с пространственным мультиплексированием ухудшается с увеличением коэффициента Райса. Соответственно понятно, что уникальная проблема "ухудшения качества приема при стабилизации среды распространения в системе MIMO с пространственным мультиплексированием", которая не существует в традиционной системе передачи с одиночным сигналом модуляции,возникает в системе MIMO с пространственным мультиплексированием. Широковещательная или многоадресная связь является услугой, ориентированной на пользователей в прямой видимости. Среда распространения радиоволн между вещательной станцией и устройствами приема, принадлежащими пользователям, часто является средой LOS. При использовании системыMIMO с пространственным мультиплексированием, имеющей вышеупомянутую проблему, для широковещательной или многоадресной связи может возникнуть ситуация, в которой принимаемая напряженность электрического поля высокая на устройстве приема, но ухудшение качества приема делает невозможным прием услуги. Другими словами, чтобы использовать систему MIMO с пространственным мультиплексированием в широковещательной или многоадресной связи в среде NLOS и среде LOS,нужна разработка системы MIMO, которая предлагает некоторую степень качества приема. Непатентная литература 8 описывает схему для выбора кодовой книги, используемой в предвари-1 024352 тельном кодировании (то есть матрицы предварительного кодирования, также называемой весовой матрицей предварительного кодирования), на основе информации обратной связи от партнера по связи. Однако непатентная литература 8 совсем не раскрывает схему для предварительного кодирования в среде, в которой информацию обратной связи нельзя получить от партнера по связи, например, в вышеупомянутой широковещательной или многоадресной связи. С другой стороны, непатентная литература 4 раскрывает схему для переключения матрицы предварительного кодирования со временем. Эта схема может применяться, даже когда никакая информация обратной связи не доступна. Непатентная литература 4 раскрывает использование унитарной матрицы в качестве матрицы для предварительного кодирования и переключение унитарной матрицы случайным образом, но совсем не раскрывает схему, применимую к ухудшению качества приема в вышеописанной среде LOS. Непатентная литература 4 просто излагает переключение между матрицами предварительного кодирования случайным образом. Очевидно, что непатентная литература 4 вообще не упоминает схему предварительного кодирования, или структуру матрицы предварительного кодирования, для устранения ухудшения качества приема в среде LOS. Список источников. Патентная литература. Патентная литература 1: WO 2005/050885. Непатентная литература. Непатентная литература 1. "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel", IEEE TransactionVTC-2007 Fall, с. 1255-1259. Сущность изобретения Техническая проблема. Цель настоящего изобретения - обеспечить систему MIMO, которая повышает качество приема в среде LOS. Решение проблемы. Чтобы решить вышеупомянутую проблему, настоящее изобретение обеспечивает способ предварительного кодирования для формирования из множества сигналов, которые основываются на выбранной схеме модуляции и представлены синфазными составляющими и квадратурными составляющими, множества предварительно кодированных сигналов, которые одновременно передаются в одинаковой шири-2 024352 не полосы частот, и передачи сформированных предварительно кодированных сигналов, причем способ предварительного кодирования содержит: выбор одной весовой матрицы предварительного кодирования из множества весовых матриц предварительного кодирования путем постоянного переключения между матрицами; и формирование множества предварительно кодированных сигналов путем умножения выбранной весовой матрицы предварительного кодирования на множество сигналов, которые основываются на выбранной схеме модуляции, причем множество весовых матриц предварительного кодирования является девятью матрицами, выраженными в виде уравнений 339-347 с использованием положительного вещественного числа(подробности описываются ниже). В соответствии с каждой особенностью вышеупомянутого изобретения, передаются и принимаются предварительно кодированные сигналы, которые формируются с помощью предварительного кодирования сигналов с использованием одной весовой матрицы предварительного кодирования, выбранной из множества весовых матриц предварительного кодирования путем постоянного переключения между матрицами. Таким образом, весовая матрица предварительного кодирования, используемая в предварительном кодировании, является любой из множества весовых матриц предварительного кодирования,которые заранее установлены. Это позволяет повысить качество приема в среде LOS на основе исполнения множества весовых матриц предварительного кодирования. Преимущества изобретения С помощью вышеупомянутой структуры настоящее изобретение обеспечивает способ предварительного кодирования, устройство предварительного кодирования, способ передачи, способ приема, устройство передачи и устройство приема, которые устраняют ухудшение качества приема в среде LOS,посредством этого предоставляя высококачественную услугу пользователям LOS во время широковещательной или многоадресной связи. Краткое описание чертежей Фиг. 1 - пример структуры устройства передачи и устройства приема в системе MIMO с пространственным мультиплексированием. Фиг. 2 - пример структуры кадра. Фиг. 3 - пример структуры устройства передачи при выборе схемы переключения между весами предварительного кодирования. Фиг. 4 - пример структуры устройства передачи при выборе схемы переключения между весами предварительного кодирования. Фиг. 5 - пример структуры кадра. Фиг. 6 - пример схемы переключения между весами предварительного кодирования. Фиг. 7 - пример структуры устройства приема. Фиг. 8 - пример структуры блока обработки сигналов в устройстве приема. Фиг. 9 - пример структуры блока обработки сигналов в устройстве приема. Фиг. 10 показывает схему декодирующей обработки. Фиг. 11 - пример условий приема. Фиг. 12 А и 12 В - примеры характеристик BER. Фиг. 13 - пример структуры устройства передачи при выборе схемы переключения между весами предварительного кодирования. Фиг. 14 - пример структуры устройства передачи при выборе схемы переключения между весами предварительного кодирования. Фиг. 15 А и 15 В - примеры структуры кадра. Фиг. 16 А и 16 В - примеры структуры кадра. Фиг. 17 А и 17 В - примеры структуры кадра. Фиг. 18 А и 18 В - примеры структуры кадра. Фиг. 19 А и 19 В - примеры структуры кадра. Фиг. 20 показывает положения точек плохого качества приема. Фиг. 21 показывает положения точек плохого качества приема. Фиг. 22 - пример структуры кадра. Фиг. 23 - пример структуры кадра. Фиг. 24 А и 24 В - примеры схем отображения. Фиг. 25 А и 25 В - примеры схем отображения. Фиг. 26 - пример структуры взвешивающего блока. Фиг. 27 - пример схемы для переупорядочения символов. Фиг. 28 - пример структуры устройства передачи и устройства приема в системе MIMO с пространственным мультиплексированием. Фиг. 29 А и 29 В - примеры характеристик BER. Фиг. 30 - пример системы MIMO с пространственным мультиплексированием 22. Фиг. 31 А и 31 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 32 показывает положения точек плохого приема.-3 024352 Фиг. 33 А и 33 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 34 показывает положения точек плохого приема. Фиг. 35 А и 35 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 36 показывает пример характеристик минимального расстояния у точек плохого приема в мнимой плоскости. Фиг. 37 показывает пример характеристик минимального расстояния у точек плохого приема в мнимой плоскости. Фиг. 38 А и 38 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 39 А и 39 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 40 - пример структуры устройства передачи в варианте 7 осуществления. Фиг. 41 - пример структуры кадра модулированного сигнала, переданного устройством передачи. Фиг. 42 А и 42 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 43 А и 43 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 44 А и 44 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 45 А и 45 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 46 А и 46 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 47 А и 47 В - примеры структуры кадра во временной и частотной областях. Фиг. 48 А и 48 В - примеры структуры кадра во временной и частотной областях. Фиг. 49 показывает схему обработки сигналов. Фиг. 50 показывает структуру модулированных сигналов при использовании пространственновременного блочного кодирования. Фиг. 51 - подробный пример структуры кадра во временной и частотной областях. Фиг. 52 - пример структуры устройства передачи. Фиг. 53 - пример структуры блоков 1-М формирования модулированного сигнала на фиг. 52. Фиг. 54 показывает структуру относящихся к OFDM процессоров (52071 и 52072) на фиг. 52. Фиг. 55 А и 55 В - подробные примеры структуры кадра во временной и частотной областях. Фиг. 56 - пример структуры устройства приема. Фиг. 57 показывает структуру относящихся к OFDM процессоров (5600X и 5600Y) на фиг. 56. Фиг. 58 А и 58 В - подробные примеры структуры кадра во временной и частотной областях. Фиг. 59 - пример вещательной системы. Фиг. 60 А и 60 В показывают положения точек плохого приема. Фиг. 61 - пример структуры кадра. Фиг. 62 - пример структуры кадра во временной и частотной области. Фиг. 63 - пример структуры устройства передачи. Фиг. 64 - пример структуры кадра в частотной и временной области. Фиг. 65 - пример структуры кадра. Фиг. 66 - пример схемы размещения символов. Фиг. 67 - пример схемы размещения символов. Фиг. 68 - пример схемы размещения символов. Фиг. 69 - пример структуры кадра. Фиг. 70 показывает структуру кадра во временной и частотной области. Фиг. 71 - пример структуры кадра во временной и частотной области. Фиг. 72 - пример структуры устройства передачи. Фиг. 73 - пример структуры устройства приема. Фиг. 74 - пример структуры устройства приема. Фиг. 75 - пример структуры устройства приема. Фиг. 76 А и 76 В показывают примеры структуры кадра в частотно-временной области. Фиг. 77 А и 77 В показывают примеры структуры кадра в частотно-временной области. Фиг. 78 А и 78 В показывают результат распределения матриц предварительного кодирования. Фиг. 79 А и 79 В показывают результат распределения матриц предварительного кодирования. Фиг. 80 А и 80 В показывают результат распределения матриц предварительного кодирования. Фиг. 81 - пример структуры блока обработки сигналов. Фиг. 82 - пример структуры блока обработки сигналов. Фиг. 83 - пример структуры устройства передачи. Фиг. 84 показывает общую структуру цифровой вещательной системы. Фиг. 85 - блок-схема, показывающая пример структуры устройства приема. Фиг. 86 показывает структуру мультиплексированных данных. Фиг. 87 схематически показывает, как каждый поток мультиплексируется в мультиплексированные данные. Фиг. 88 подробнее показывает, как видеопоток сохраняется в последовательности пакетов PES. Фиг. 89 показывает структуру пакета TS и исходного пакета в мультиплексированных данных. Фиг. 90 показывает структуру данных РМТ.-4 024352 Фиг. 91 показывает внутреннюю структуру информации о мультиплексированных данных. Фиг. 92 показывает внутреннюю структуру информации об атрибутах потока. Фиг. 93 - структурная схема видеодисплея и устройства вывода звука. Фиг. 94 - пример расположения сигнальных точек для 16QAM. Фиг. 95 - пример расположения сигнальных точек для QPSK. Фиг. 96 показывает блок переключения основополосного сигнала. Фиг. 97 показывает количество символов и количество временных интервалов. Фиг. 98 показывает количество символов и количество временных интервалов. Фиг. 99 А и 99 В показывают структуру кадра. Фиг. 100 показывает количество временных интервалов. Фиг. 101 показывает количество временных интервалов. Фиг. 102 показывает PLP во временной и частотной области. Фиг. 103 показывает структуру PLP. Фиг. 104 показывает PLP во временной и частотной области. Фиг. 105 схематически показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные устройством приема. Фиг. 106 схематически показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные устройством приема. Фиг. 107 - пример структуры блока обработки сигналов, принадлежащего блоку объединения со взвешиванием. Фиг. 108 - пример структуры блока обработки сигналов, принадлежащего блоку объединения со взвешиванием. Фиг. 109 - пример расположения сигнальных точек на плоскости I-Q для 64QAM. Фиг. 110 показывает диаграмму, относящуюся к матрицам предварительного кодирования. Фиг. 111 показывает диаграмму, относящуюся к матрицам предварительного кодирования. Фиг. 112 - пример структуры блока обработки сигналов, принадлежащего блоку объединения со взвешиванием. Фиг. 113 - пример структуры блока обработки сигналов, принадлежащего блоку объединения со взвешиванием. Фиг. 114 показывает диаграмму, относящуюся к матрицам предварительного кодирования. Фиг. 115 показывает диаграмму, относящуюся к матрицам предварительного кодирования. Фиг. 116 - пример структуры блока обработки сигналов, принадлежащего блоку объединения со взвешиванием. Фиг. 117 - пример расположения сигнальных точек. Фиг. 118 показывает взаимосвязь положений сигнальных точек. Фиг. 119 - пример расположения сигнальных точек. Фиг. 120 - пример структуры блока формирования сигналов. Фиг. 121 показывает синфазные составляющие и квадратурные составляющие основополосных сигналов. Фиг. 122 - пример структуры блока формирования сигналов. Фиг. 123 - пример структуры блока формирования сигналов. Фиг. 124 показывает синфазные составляющие и квадратурные составляющие основополосных сигналов. Фиг. 125 - пример структуры блока формирования сигналов. Фиг. 126 - пример структуры блока формирования сигналов. Описание вариантов осуществления изобретения Нижеследующее описывает варианты осуществления настоящего изобретения со ссылкой на чертежи. Вариант 1 осуществления. Нижеследующее описывает схему передачи, устройство передачи, схему приема и устройство приема из настоящего варианта осуществления. Перед описанием настоящего варианта осуществления предоставляется обзор схемы передачи и схемы декодирования в традиционной системе MIMO с пространственным мультиплексированием. Фиг. 1 показывает структуру системы MIMO с пространственным мультиплексированием размераNtNr. Кодируется и перемежается информационный вектор z. В качестве выхода перемежения получается кодированный двоичный вектор u=(u1, , uNt). Отметим, что ui=(ui1, , uiM) (где М - количество разрядов передачи в расчете на символ). Пусть вектор передачи s=(s1, , sNt)T и сигнал передачи от передающей антенны 1 будут представлены в виде si=map(ui), тогда нормализованная энергия передачи представляется в виде ЕSi2=Es/Nt (причем Es является полной энергией в расчете на канал). Кроме того, пусть принятым вектором будет y=(y1, , yNr)T, тогда принятый вектор представляется как в уравнении 1. В этом уравнении HNtNr является матрицей канала, n=(n1, , nNr)T является вектором помех, а ni является н.о.р. комплексными случайными гауссовскими помехами со средним значением 0 и дисперсией 2. Из взаимосвязи между символами передачи и символами приема, которая выводится на устройстве приема, вероятность для принятого вектора может быть предоставлена в виде многомерного гауссова распределения, как в уравнении 2. Математическое выражение 2. Уравнение 2 Здесь рассматривается устройство приема, которое выполняет итеративное декодирование, состоящее из внешнего декодера с мягким входом/выходом (мягким решением) и детектора MIMO, как на фиг. 1. Вектор логарифмического отношения правдоподобия (L-значение) на фиг. 1 представляется в виде уравнений 3-5. Математическое выражение 3. Уравнение 3"Схема итеративного обнаружения". Нижеследующее описывает итеративное обнаружение сигналов MIMO в системе MIMO с пространственным мультиплексированием NtNr. Логарифмическое отношение правдоподобия umn задается как в уравнении 6. Математическое выражение 6. Уравнение 6 По теореме Байеса уравнение 6 может выражаться в виде уравнения 7. Математическое выражение 7. Уравнение 7 Пусть Umn,1=uumn=1. Приближенно выражая lnaj,max ln aj, приближенное выражение уравнения 7 можно найти как уравнение 8. Отметим, что вышеприведенный символ указывает приближение. Соответственно из уравнений 7 и 13 апостериорное L-значение в максимуме апостериорной вероятности (MAP) или апостериорной вероятности (АРР) представляется следующим образом. Математическое выражение 13. Уравнение 13 В дальнейшем это называется итеративным декодированием с АРР. Из уравнений 8 и 12 в логарифмическом отношении правдоподобия, использующем логарифм максимального приближения (логарифм максимума АРР), апостериорное L-значение представляется следующим образом. Математическое выражение 14. Уравнение 14-7 024352 В дальнейшем это называется итеративным декодированием с логарифмом максимума АРР. Внешнюю информацию, необходимую в системе итеративного декодирования, можно найти путем вычитания априорных входных данных из уравнений 13 и 14."Модель системы". Фиг. 28 показывает базовую структуру системы, которая имеет отношение к последующему описанию. Эта система является системой MIMO с пространственным мультиплексированием 22. Имеется внешний кодер для каждого из потоков А и В. Два внешних кодера являются одинаковыми кодерамиLDPC. Здесь структура, использующая кодеры LDPC в качестве внешних кодеров, описывается в качестве примера, но кодирование с исправлением ошибок, используемое внешним кодером, не ограничивается кодированием с LDPC. Настоящее изобретение может быть аналогичным образом реализовано с использованием другого кодирования с исправлением ошибок, например турбо-кодирования, сверточного кодирования, сверточного кодирования с LDPC и т.п. Кроме того, каждый внешний кодер описывается как имеющий передающую антенну, но внешние кодеры не ограничиваются этой структурой. Может использоваться множество передающих антенн, и количество внешних кодеров может быть равно одному. Также может использоваться большее количество внешних кодеров, чем количество передающих антенн). Потоки А и В соответственно имеют перемежители (а, b). Здесь схемой модуляции является 2hQAM (с h разрядами, передаваемыми в одном символе). Устройство приема выполняет итеративное обнаружение над вышеприведенными сигналами MIMO(итеративное декодирование с АРР (или итеративное декодирование с логарифмом максимума АРР. Декодирование кодов LDPC выполняется, например, путем декодирования суммы-произведения. Фиг. 2 показывает структуру кадра и перечисляет порядок символов после перемежения. В этом случае (ia, ja), (ib, jb) представляются следующими уравнениями. Математическое выражение 16. Уравнение 16 Математическое выражение 17. Уравнение 17 В этом случае ia, ib указывают порядок символов после перемежения, ja, jb указывают позиции разрядов (ja, jb=1, , h) в схеме модуляции, а, b указывают перемежители для потоков А и В, и aia,ja, bib,jb указывают порядок данных в потоках А и В до перемежения. Отметим, что фиг. 2 показывает структуру кадра для ia=ib."Итеративное декодирование". Нижеследующее является подробным описанием алгоритмов для декодирования суммыпроизведения, используемых при декодировании кодов LDPC и для итеративного обнаружения сигналовMIMO в устройстве приема. Декодирование суммы-произведения. Пусть двумерная MN матрица H=Hmn будет проверочной матрицей для кодов LDPC, которые предназначены для декодирования. Подмножества A(m), B(n) в множестве [1, N]=1, 2, , N задаются следующими уравнениями. Математическое выражение 18. Уравнение 18 Математическое выражение 19. Уравнение 19 В этих уравнениях A(m) представляет набор индексов столбцов с единицами (1) в том столбце проверочной матрицы Н, а В (n) представляет набор индексов строк с единицами (1) в n строке проверочной матрицы Н. Алгоритм для декодирования суммы-произведения выглядит следующим образом. Этап A1 (инициализация): пусть логарифмическое отношение правдоподобия mn априорного значения равно 0 для всех сочетаний (m, n), удовлетворяющих Hmn=1. Предположим, что переменная цикла(количество итераций) lsum=1 и максимальное количество циклов устанавливается в lsum,max. Этап A2 (обработка строк): логарифмическое отношение правдоподобия mn внешнего значения обновляется для всех сочетаний (m, n), удовлетворяющих Hmn=1 в порядке m=1, 2, , М, используя следующие обновляющие уравнения. В этих уравнениях f представляет функцию Галлагера. Кроме того, схема поиска n подробно описывается позже. Этап A3 (обработка столбцов): логарифмическое отношение правдоподобия mn внешнего значения обновляется для всех сочетаний (m, n), удовлетворяющих Hmn=1 в порядке n=1, 2, , N, используя следующее обновляющее уравнение. Математическое выражение 23. Уравнение 23 Этап A4 (вычисление логарифмического отношения правдоподобия): логарифмическое отношение правдоподобия Ln находится для n[1, N] по следующему уравнению. Математическое выражение 24. Уравнение 24 Этап A5 (подсчет количества итераций): если lsumlsum,max, то lsum увеличивается и обработка возвращается к этапу А 2. Если lsum=lsum,max, то декодирование суммы-произведения в этом цикле завершается. Описаны операции при одном декодировании суммы-произведения. Потом выполняется итеративное обнаружение сигнала MIMO. В переменных m, n, mn, mn, n и Ln, используемых в вышеприведенном описании операций декодирования суммы-произведения, переменными в потоке А являются ma, na,amana, amana, na и Lna, а переменными в потоке В являются mb, nb, bmbnb, bmbnb, nb и Lnb."Итеративное обнаружение сигнала MIMO". Нижеследующее подробно описывает схему поиска n при итеративном обнаружении сигналаMIMO. Следующее уравнение получается из уравнения 1. Математическое выражение 25. Уравнение 25 Следующие уравнения задаются из структуры кадра на фиг. 2 и из уравнений 16 и 17. Математическое выражение 26. Уравнение 26 Математическое выражение 27. Уравнение 27 В этом случае na,nb[1, N]. В дальнейшем na, Lna, nb и Lnb, где количество итераций в итеративном обнаружении сигнала MIMO равно k, представляются в виде k,na, Lk,na, k,nb и Lk,nb. Этап В 1 (начальное обнаружение; k=0): 0,na и 0,nb находятся следующим образом в случае начального обнаружения.-9 024352 При итеративном декодировании с АРР. Математическое выражение 28. Уравнение 28 При итеративном декодировании с логарифмом максимума АРР. Математическое выражение 29. Уравнение 29 Здесь предположим, что Х=а, b. Затем предположим, что количество итераций в итеративном обнаружении сигнала MIMO равно lmimo=0, и максимальное количество итераций устанавливается в lmimo,max. Этап В 2 (итеративное обнаружение; количество итераций k): k,na и k,nb, где количество итераций равно k, представляются в виде уравнений 31-34 из уравнений 11, 13-15, 16 и 17. Пусть (X, Y)=(a, b) (b,a). При итеративном декодировании с АРР. Математическое выражение 31. Уравнение 31 При итеративном декодировании с логарифмом максимума АРР. Математическое выражение 33. Уравнение 33 Математическое выражение 34. Уравнение 34lmimolmimo,max, и вернуться к этапу В 2. Предполагая, что lmimo=lmimo,max, предполагаемое кодовое слово находится по следующему уравнению. Математическое выражение 35. Уравнение 35 Здесь предположим, что Х=а, b. Фиг. 3 - пример структуры устройства 300 передачи в настоящем варианте осуществления. Кодер 302 А принимает информацию (данные) 301 А, и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных и в соответствии с сигналом 313 структуры кадра выполняет кодирование с исправлением ошибок, на- 10024352 пример сверточное кодирование, кодирование с LDPC, турбо-кодирование или т.п., выводя кодированные данные 303 А. (Сигнал 313 структуры кадра включает в себя такую информацию, как схема исправления ошибок, используемая для кодирования данных с исправлением ошибок, скорость кодирования,длина блока и т.п. Кодер 302 А использует схему исправления ошибок, указанную сигналом 313 структуры кадра. Кроме того, схема исправления ошибок может переключаться). Перемежитель 304 А принимает кодированные данные 303 А и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных и выполняет перемежение, то есть изменение порядка данных, чтобы вывести перемеженные данные 305 А. (Схема перемежения может переключаться на основе сигнала 313 структуры кадра). Блок 306 А отображения принимает перемеженные данные 305 А и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных, выполняет модуляцию, например квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK),16-позиционную квадратурную амплитудную модуляцию (16QAM), 64-позиционную квадратурную амплитудную модуляцию (64QAM) или т.п., и выводит результирующий основополосный сигнал 307 А.(Схема модуляции может переключаться на основе сигнала 313 структуры кадра). Фиг. 24 А и 24B являются примером схемы отображения на плоскости I-Q, имеющей синфазную составляющую I и квадратурную составляющую Q, чтобы создать основополосный сигнал при модуляцииQPSK. Например, как показано на фиг. 24 А, если входными данными являются "00", то выходом является I=1,0, Q=1,0. Аналогичным образом для входных данных "01" выходом является I=-1,0, Q=1,0 и так далее. фиг. 24 В - пример иной схемы отображения на плоскости I-Q для модуляции QPSK, чем на фиг. 24 А. Отличие между фиг. 24 В и 24 А состоит в том, что сигнальные точки на фиг. 24 А повернуты вокруг начала координат, чтобы прийти к сигнальным точкам из фиг. 24 В. Непатентная литература 9 и непатентная литература 10 описывают такую схему вращения созвездия, и также может выбираться Циклическая квадратурная (Q) задержка, описанная в Непатентной литературе 9 и Непатентной литературе 10. В качестве другого примера, не считая фиг. 24 А и 24 В, фиг. 25 А и 25 В показывают расположение сигнальных точек на плоскости I-Q для 16QAM. Пример, соответствующий фиг. 24 А, показан на фиг. 25 А, а пример, соответствующий фиг. 24 В, показан на фиг. 25 В. Кодер 302 В принимает информацию (данные) 301 В и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных и в соответствии с сигналом 313 структуры кадра выполняет кодирование с исправлением ошибок, например сверточное кодирование, кодирование с LDPC, турбо-кодирование или т.п., выводя кодированные данные 303 В. (Сигнал 313 структуры кадра включает в себя такую информацию, как используемая схема исправления ошибок, скорость кодирования, длина блока и т.п. Используется схема исправления ошибок, указанная сигналом 313 структуры кадра. Кроме того, схема исправления ошибок может переключаться). Перемежитель 304 В принимает кодированные данные 303 В и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных и выполняет перемежение, то есть изменение порядка данных, чтобы вывести перемеженные данные 305 В. (Схема перемежения может переключаться на основе сигнала 313 структуры кадра). Блок 306 В отображения принимает перемеженные данные 305 В и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных, выполняет модуляцию, например квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK),16-позиционную квадратурную амплитудную модуляцию (16QAM), 64-позиционную квадратурную амплитудную модуляцию (64QAM) или т.п., и выводит результирующий основополосный сигнал 307 В.(Схема модуляции может переключаться на основе сигнала 313 структуры кадра). Блок 314 формирования информации взвешивания принимает сигнал 313 структуры кадра в качестве ввода и выводит информацию 315 о схеме взвешивания на основе сигнала 313 структуры кадра. Схема взвешивания характеризуется постоянным переключением между весами. Взвешивающий блок 308 А принимает основополосный сигнал 307 А, основополосный сигнал 307 В и информацию 315 о схеме взвешивания, на основе информации 315 о схеме взвешивания выполняет взвешивание над основополосным сигналом 307 А и основополосным сигналом 307 В и выводит сигнал 309 А, получающийся в результате взвешивания. Подробности схемы взвешивания предоставляются позже. Радиоблок 310 А принимает сигнал 309 А, получающийся в результате взвешивания, в качестве ввода и выполняет такую обработку, как ортогональная модуляция, ограничение полосы, преобразование частоты, усиление и т.п., выводя сигнал 311 А передачи. Сигнал 311 А передачи выводится в виде радиоволны из антенны 312 А. Взвешивающий блок 308 В принимает основополосный сигнал 307 А, основополосный сигнал 307 В и информацию 315 о схеме взвешивания, на основе информации 315 о схеме взвешивания выполняет взвешивание над основополосным сигналом 307 А и основополосным сигналом 307 В и выводит сигнал 309 В, получающийся в результате взвешивания. Фиг. 26 показывает структуру взвешивающего блока. Основополосный сигнал 307 А умножается наw11(t), получая w11(t)s1(t), и умножается на w21(t), получая w21(t)s1(t). Аналогичным образом основополосный сигнал 307 В умножается на w12(t), чтобы сформировать w12(t)s2(t), и умножается на w22(t),чтобы сформироватьz2(t)=w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t). Подробности схемы взвешивания предоставляются позже. Радиоблок 310 В принимает сигнал 309 В, получающийся в результате взвешивания, в качестве ввода и выполняет такую обработку, как ортогональная модуляция, ограничение полосы, преобразование частоты, усиление и т.п., выводя сигнал 311 В передачи. Сигнал 311 В передачи выводится в виде радиоволны из антенны 312B. Фиг. 4 показывает пример структуры устройства 400 передачи, который отличается от фиг. 3. Описываются отличия фиг. 4 от фиг. 3. Кодер 402 принимает информацию (данные) 401 и сигнал 313 структуры кадра в качестве входных данных и в соответствии с сигналом 313 структуры кадра выполняет кодирование с исправлением ошибок и выводит кодированные данные 402. Блок 404 распределения принимает кодированные данные 403 в качестве ввода, распределяет данные 403 и выводит данные 405 А и данные 405 В. Отметим, что на фиг. 4 показан один кодер, но количество кодеров этим не ограничивается. Настоящее изобретение может быть аналогичным образом реализовано, когда количество кодеров равно m (где m - целое число, больше либо равное единице), и блок распределения делит сформированные каждым кодером кодированные данные на две части и выводит разделенные данные. Фиг. 5 показывает пример структуры кадра во временной области для устройства передачи в соответствии с настоящим вариантом осуществления. Символ 5001 является символом для уведомления устройства приема о схеме передачи. Например, символ 5001 сообщает такую информацию, как схема исправления ошибок, используемая для передачи символов данных, скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных. Символ 5011 предназначен для оценки колебания канала для модулированного сигнала z1(t) (где t- время), переданного устройством передачи. Символ 5021 является символом данных, переданным в качестве номера и символа (во временной области) с помощью модулированного сигнала z1 (t), а символ 5031 является символом данных, переданным в качестве номера u+1 символа с помощью модулированного сигнала z1 (t). Символ 5012 предназначен для оценки колебания канала для модулированного сигнала z2(t) (гдеt - время), переданного устройством передачи. Символ 5022 является символом данных, переданным в качестве номера и символа с помощью модулированного сигнала z2(t), а символ 5032 является символом данных, переданным в качестве номера u+1 символа с помощью модулированного сигнала z2(t). Нижеследующее описывает взаимосвязи между модулированными сигналами z1(t) и z2(t), переданными устройством передачи, и принятыми сигналами r1(t) и r2(t), принятыми устройством приема. На фиг. 5 5041 и 5042 указывают передающие антенны в устройстве передачи, а 5051 и 5052 указывают приемные антенны в устройстве приема. Устройство передачи передает модулированный сигнал z1(t) из передающей антенны 5041 и передает модулированный сигнал z2(t) из передающей антенны 5042. В этом случае предполагается, что модулированный сигнал z1(t) и модулированный сигналz2 (t) занимают одну и ту же (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Пусть колебанием канала для передающих антенн в устройстве передачи и антенн в устройстве приема будетh11(t), h12(t), h21(t) и h22(t), сигналом, принятым приемной антенной 5051 в устройстве приема, будетr1(t), а сигналом, принятым приемной антенной 5052 в устройстве приема, будет r2(t), тогда имеет место следующая взаимосвязь. Математическое выражение 36. Уравнение 36 Фиг. 6 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования) в настоящем варианте осуществления. Взвешивающий блок 600 объединяет взвешивающие блоки 308 А и 308 В на фиг. 3. Как показано на фиг. 6, поток s1(t) и поток s2(t) соответствуют основополосным сигналам 307 А и 307 В на фиг. 3. Другими словами, потоки s1(t) и s2(t) являются синфазными составляющими I и квадратурными составляющими Q основополосного сигнала при отображении в соответствии со схемой модуляции,например QPSK, 16QAM, 64QAM или т.п. Как указано структурой кадра из фиг. 6, поток s1(t) представляется в виде s1(u) в номере и символа, в виде s1(u+1) в номере u+1 символа и так далее. Аналогичным образом поток s2(t) представляется в виде s2 (u) в номере и символа, в виде s2(u+1) в номере u+1 символа и так далее. Взвешивающий блок 600 принимает основополосные сигналы 307 А (s1(t и 307 В (s2(t и информацию 315 о взвешивании на фиг. 3 в качестве входных данных, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 о взвешивании и выводит сигналы 309 А (z1(t и 309 В (z2(t после взвешивания на фиг. 3. В этом случае z1(t) и z2(t) представляются следующим образом.- 12024352 Для номера 4i символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 37. Уравнение 37 Таким образом, взвешивающий блок на фиг. 6 постоянно переключается между весами предварительного кодирования в течение четырехинтервального периода (цикла). (Хотя веса предварительного кодирования описаны как постоянно переключаемые между собой в течение четырех временных интервалов, количество временных интервалов для постоянного переключения не ограничивается четырьмя). Между прочим, непатентная литература 4 описывает переключение весов предварительного кодирования для каждого временного интервала. Это переключение весов предварительного кодирования характеризуется как случайное. С другой стороны, в настоящем варианте осуществления предусмотрен некоторый период (цикл), и веса предварительного кодирования постоянно переключаются между собой. Кроме того, в каждой весовой матрице предварительного кодирования 22, состоящей из четырех весов предварительного кодирования, абсолютное значение каждого из четырех весов предварительного кодирования эквивалентно (1/sqrt(2, и переключение постоянно выполняется между весовыми матрицами предварительного кодирования, обладающими этой характеристикой. В среде LOS, если используется специальная матрица предварительного кодирования, то качество приема можно значительно повысить, вдобавок специальная матрица предварительного кодирования отличается в зависимости от условий прямых волн. Однако в среде LOS существует некоторая тенденция, и если матрицы предварительного кодирования постоянно переключаются в соответствии с этой тенденцией, то качество приема данных значительно повышается. С другой стороны, когда матрицы предварительного кодирования переключаются между собой случайным образом, может существовать матрица предварительного кодирования помимо вышеописанной специальной матрицы предварительного кодирования, и также существует вероятность выполнения предварительного кодирования только со смещенными матрицами предварительного кодирования, которые не подходят для среды LOS. Поэтому в среде LOS не всегда можно получить отличное качество приема. Соответственно имеется потребность в схеме переключения предварительного кодирования, подходящей для среды LOS. Настоящее изобретение предлагает такую схему предварительного кодирования. Фиг. 7 - пример структуры устройства 700 приема в настоящем варианте осуществления. Радиоблок 703X принимает в качестве ввода принятый сигнал 702 Х, принятый антенной 701 Х, выполняет обработку, например преобразование частоты, квадратурную демодуляцию и т.п., и выводит основополосный сигнал 704X. Блок 7051 оценки колебания канала для модулированного сигнала z1, переданного устройством передачи, принимает основополосный сигнал 704 Х в качестве ввода, извлекает опорный символ 5011 для оценки канала, как на фиг. 5, оценивает значение, соответствующее h11 в уравнении 36, и выводит сигнал 7061 оценки канала. Блок 7052 оценки колебания канала для модулированного сигнала z2, переданного устройством- 13024352 передачи, принимает основополосный сигнал 704 Х в качестве ввода, извлекает опорный символ 5012 для оценки канала, как на фиг. 5, оценивает значение, соответствующее h12 в уравнении 36, и выводит сигнал 7062 оценки канала. Радиоблок 703Y принимает в качестве ввода принятый сигнал 702Y, принятый антенной 701Y,выполняет обработку, например преобразование частоты, квадратурную демодуляцию и т.п., и выводит основополосный сигнал 704Y. Блок 7071 оценки колебания канала для модулированного сигнала z1, переданного устройством передачи, принимает основополосный сигнал 704Y в качестве ввода, извлекает опорный символ 5011 для оценки канала, как на фиг. 5, оценивает значение, соответствующее h21 в уравнении 36, и выводит сигнал 7081 оценки канала. Блок 7072 оценки колебания канала для модулированного сигнала z2, переданного устройством передачи, принимает основополосный сигнал 704Y в качестве ввода, извлекает опорный символ 5012 для оценки канала, как на фиг. 5, оценивает значение, соответствующее h22 в уравнении 36, и выводит сигнал 7082 оценки канала. Блок 709 декодирования управляющей информации принимает основополосный сигнал 704X и основополосный сигнал 704Y в качестве входных данных, обнаруживает символ 5001, который указывает схему передачи, как на фиг. 5, и выводит сигнал 710 с информацией о схеме передачи, указанной устройством передачи. Блок 711 обработки сигналов принимает в качестве входных данных основополосные сигналы 704X и 704Y, сигналы 7061, 7062, 7081 и 7082 оценки канала и сигнал 710 с информацией о схеме передачи, указанной устройством передачи, выполняет обнаружение и декодирование и выводит принятые данные 7121 и 7122. Далее подробно описываются операции, выполняемые блоком 711 обработки сигналов на фиг. 7. Фиг. 8 - пример структуры блока 711 обработки сигналов в настоящем варианте осуществления. Фиг. 8 показывает ВНУТРЕННИЙ детектор MIMO, декодер с мягким входом/выходом и блок формирования весового коэффициента в качестве основных элементов. Непатентная литература 2 и непатентная литература 3 описывают схему итеративного декодирования с помощью этой структуры. Система MIMO,описанная в непатентной литературе 2 и непатентной литературе 3, является системой MIMO с пространственным мультиплексированием, тогда как настоящий вариант осуществления отличается от непатентной литературы 2 и непатентной литературы 3 описанием системы MIMO, которая изменяет веса предварительного кодирования со временем. Пусть матрицей (канала) в уравнении 36 будет H(t), весовой матрицей предварительного кодирования на фиг. 6 будет W(t) (где весовая матрица предварительного кодирования меняется по t), принятым вектором будет R(t)=(r1(t),r2(tT и вектором потока будетS(t)=(s1(t),s2(tT, тогда имеет место следующее уравнение. Математическое выражение 41. Уравнение 41 В этом случае устройство приема может применять схему декодирования в непатентной литературе 2 и непатентной литературе 3 к принятому вектору R(t), рассматривая H(t)W(t) в качестве матрицы канала. Поэтому блок 819 формирования весового коэффициента на фиг. 8 принимает в качестве ввода сигнал 818 с информацией о схеме передачи, указанной устройством передачи (соответствующий сигналу 710 на фиг. 7), и выводит сигнал 820 с информацией о весовых коэффициентах. ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO принимает сигнал 820 с информацией о весовых коэффициентах в качестве ввода и выполняет вычисление в уравнении 41, используя сигнал 820. Соответственно выполняется итеративное обнаружение и декодирование. Нижеследующее описывает их операции. В блоке обработки сигналов на фиг. 8 схема обработки, например, показанная на фиг. 10, необходима для итеративного декодирования (итеративного обнаружения). Сначала декодируется одно кодовое слово (или один кадр) модулированного сигнала (потока) s1 и одно кодовое слово (или один кадр) модулированного сигнала (потока) s2. В результате от декодера с мягким входом/выходом получается логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) каждого разряда в одном кодовом слове (или одном кадре) модулированного сигнала (потока) s1 и в одном кодовом слове (или одном кадре) модулированного сигнала (потока) s2. Обнаружение и декодирование снова выполняется с использованием LLR. Эти операции выполняются несколько раз (эти операции называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением. Ниже описание сосредоточивается на схеме формирования логарифмического отношения правдоподобия (LLR) символа в конкретный момент в одном кадре. На фиг. 8 запоминающее устройство 815 принимает в качестве входных данных основополосный сигнал 801X (соответствующий основополосному сигналу 704 Х на фиг. 7), группу 802 Х сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 7061 и 7062 оценки канала на фиг. 7), основополосный сигнал 801Y (соответствующий основополосному сигналу 704Y на фиг. 7) и группу 802Y сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 7081 и 7082 оценки канала на фиг. 7). Чтобы добиться итеративного- 14024352 декодирования (итеративного обнаружения), запоминающее устройство 815 вычисляет H(t)W(t) в уравнении 41 и сохраняет вычисленную матрицу в качестве преобразованной группы сигналов оценки канала. Запоминающее устройство 815 выводит вышеупомянутые сигналы при необходимости в виде основополосного сигнала 816 Х, преобразованной группы 817 Х сигналов оценки канала, основополосного сигнала 816Y и преобразованной группы 817Y сигналов оценки канала. Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения)."Начальное обнаружение". ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO в качестве входных данных принимает основополосный сигнал 801 Х, группу 802 Х сигналов оценки канала, основополосный сигнал 801Y и группу 802Y сигналов оценки канала. Здесь схема модуляции для модулированного сигнала (потока) s1 и модулированного сигнала(потока) s2 описывается как 16QAM. ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO сначала вычисляет H(t)W(t) из группы 802 Х сигналов оценки канала и группы 802Y сигналов оценки канала, чтобы найти возможные сигнальные точки, соответствующие основополосному сигналу 801X. Фиг. 11 показывает такое вычисление. На фиг. 11 каждая черная точкаявляется возможной сигнальной точкой на плоскости I-Q. Поскольку схемой модуляции является 16QAM, существуют 256 возможных сигнальных точек. (Поскольку фиг. 11 служит только для иллюстрации, показаны не все 256 возможных сигнальных точек). Здесь пусть четырьмя разрядами, перенесенными модулированным сигналом s1, будут b0, b1, b2 и b3, а четырьмя разрядами, перенесенными модулированным сигналом s2, будут b4, b5, b6 и b7, тогда на фиг. 11 существуют возможные сигнальные точки, соответствующие (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Квадрат евклидова расстояния находится между принятой сигнальной точкой 1101 (соответствующей основополосному сигналу 801X) и каждой возможной сигнальной точкой. Каждый квадрат евклидова расстояния делится на дисперсию 2 помех. Соответственно находится EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), то есть значение квадрата евклидова расстояния между возможной сигнальной точкой, соответствующей (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принятой сигнальной точкой, деленное на дисперсию помех. Отметим, что основополосные сигналы и модулированные сигналы s1 и s2 являются комплексными сигналами. Аналогичным образом H(t)W(t) вычисляется из группы 802 Х сигналов оценки канала и группы 802Y сигналов оценки канала, находятся возможные сигнальные точки, соответствующие основополосному сигналу 801Y, находится квадрат евклидова расстояния для принятой сигнальной точки (соответствующей основополосному сигналу 801Y), и квадрат евклидова расстояния делится на дисперсию 2 помех. Соответственно находится EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), то есть значение квадрата евклидова расстояния между возможной сигнальной точкой, соответствующей (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принятой сигнальной точкой, деленное на дисперсию помех. Затем находится EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)=Е(b0, b1, b2, b3,b4, b5, b6, b7). ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO выводит Е(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) в качестве сигнала 804. Блок 805 А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода,вычисляет логарифмическое правдоподобие для разрядов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806 А логарифмического правдоподобия. Отметим, что во время вычисления логарифмического правдоподобия вычисляется логарифмическое правдоподобие для "1" и логарифмическое правдоподобие для "0". Схема вычисления является такой, как показана в уравнениях 28, 29 и 30. Подробности можно найти в непатентной литературе 2 и непатентной литературе 3. Аналогичным образом блок 805 В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие для разрядов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806 В логарифмического правдоподобия. Обращенный перемежитель (807 А) принимает сигнал 806 А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обращение перемежения, соответствующее перемежителю (перемежителю 304 А на фиг. 3), и выводит сигнал 808 А логарифмического правдоподобия с обращенным перемежением. Аналогичным образом обращенный перемежитель (807 В) принимает сигнал 806 В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обращение перемежения, соответствующее перемежителю (перемежителю 304 В на фиг. 3), и выводит сигнал 808 В логарифмического правдоподобия с обращенным перемежением. Блок 809 А вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает перемеженный сигнал 808 А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) разрядов, кодированных кодером 302 А на фиг. 3, и выводит сигнал 810 А логарифмического отношения правдоподобия. Аналогичным образом блок 809 В вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает перемеженный сигнал 808 В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) разрядов, кодированных кодером 302 В на фиг. 3, и выводит сигнал 810 В логарифмического отношения правдоподобия.- 15024352 Декодер 811 А с мягким входом/выходом принимает сигнал 810 А логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812 А правдоподобия. Аналогичным образом декодер 811 В с мягким входом/выходом принимает сигнал 810 В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812 В правдоподобия."Итеративное декодирование (итеративное обнаружение), количество итераций k". Перемежитель (813 А) принимает логарифмическое отношение 812 А правдоподобия, декодированное декодером с мягким входом/выходом, в (k-1)ой итерации в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814 А правдоподобия. Шаблон перемежения в перемежителе (813 А) аналогичен шаблону перемежения в перемежителе (304 А) на фиг. 3. Перемежитель (813 В) принимает логарифмическое отношение 812 В правдоподобия, декодированное декодером с мягким входом/выходом, в (k-1)ой итерации в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814 В правдоподобия. Шаблон перемежения в перемежителе (813 В) аналогичен шаблону перемежения в перемежителе (304 В) на фиг. 3. ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO принимает в качестве входных данных основополосный сигнал 816 Х, преобразованную группу 817 Х сигналов оценки канала, основополосный сигнал 816Y, преобразованную группу 817Y сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814 А правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814 В правдоподобия. Причиной для использования основополосного сигнала 816 Х, преобразованной группы 817 Х сигналов оценки канала, основополосного сигнала 816Y и преобразованной группы 817Y сигналов оценки канала вместо основополосного сигнала 801 Х, группы 802 Х сигналов оценки канала, основополосного сигнала 801Y и группы 802Y сигналов оценки канала является то, что возникает задержка из-за итеративного декодирования. Отличием между операциями ВНУТРЕННЕГО детектора 803 MIMO для итеративного декодирования и для начального обнаружения является использование перемеженного логарифмического отношения 814 А правдоподобия и перемеженного логарифмического отношения 814 В правдоподобия во время обработки сигналов. ВНУТРЕННИЙ детектор 803 MIMO сначала ищет Е(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7),как во время начального обнаружения. Более того, коэффициенты, соответствующие уравнениям 11 и 32,находятся из перемеженного логарифмического отношения 814 А правдоподобия и перемеженного логарифмического отношения 814 В правдоподобия. Значение Е(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) регулируется с использованием искомых коэффициентов, и результирующее значение Е' (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) выводится в качестве сигнала 804. Блок 805 А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода,вычисляет логарифмическое правдоподобие для разрядов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806 А логарифмического правдоподобия. Отметим, что во время вычисления логарифмического правдоподобия вычисляется логарифмическое правдоподобие для "1" и логарифмическое правдоподобие для "0". Схема вычисления является такой, как показана в уравнениях 31, 32, 33, 34 и 35. Подробности можно найти в непатентной литературе 2 и непатентной литературе 3. Аналогичным образом блок 805 В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие для разрядов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806 В логарифмического правдоподобия. Операции обращенного перемежителя далее аналогичны начальному обнаружению. Отметим, что хотя фиг. 8 показывает структуру блока обработки сигналов при выполнении итеративного обнаружения, итеративное обнаружение не всегда является неотъемлемым для получения отличного качества приема, и возможна структура, не включающая в себя перемежители 813 А и 813 В, которые необходимы только для итеративного обнаружения. В таком случае ВНУТРЕННИЙ детектор 803MIMO не выполняет итеративное обнаружение. Основной частью настоящего варианта осуществления является вычисление H(t)W(t). Отметим, что для выполнения начального обнаружения и итеративного обнаружения может использоваться QRразложение, как показано в непатентной литературе 5 и т.п. Кроме того, как показано в непатентной литературе 11, на основе H(t)W(t) может выполняться линейная операция минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) и форсирования нуля (ZF) для выполнения начального обнаружения. Фиг. 9 - структура другого, нежели фиг. 8, блока обработки сигналов и предназначенного для модулированного сигнала, переданного устройством передачи на фиг. 4. Отличие от фиг. 8 состоит в количестве декодеров с мягким входом/выходом. Декодер 901 с мягким входом/выходом принимает в качестве входных данных сигналы 810 А и 810 В логарифмического отношения правдоподобия, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Блок 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода и распределяет логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Другие операции аналогичны фиг. 8. Фиг. 12 А и 12 В показывают характеристики BER для схемы передачи, использующей веса предварительного кодирования из настоящего варианта осуществления при аналогичных фиг. 29 А и 29 В усло- 16024352 виях. Фиг. 12 А показывает характеристики BER у логарифма максимума апостериорной вероятности(АРР) без итеративного обнаружения (см. непатентную литературу 1 и непатентную литературу 2), а фиг. 12 В показывает характеристики BER у логарифма максимума АРР с итеративным обнаружением (см. непатентную литературу 1 и непатентную литературу 2) (количество итераций: пять). Сравнение фиг. 12 А, 12 В, 29 А и 29 В показывает, как характеристики BER, когда коэффициент Райса большой, значительно улучшаются по сравнению с характеристиками BER при использовании системы MIMO с пространственным мультиплексированием, если используется схема передачи из настоящего варианта осуществления, посредством этого подтверждая пригодность схемы в настоящем варианте осуществления. Как описано выше, когда устройство передачи передает множество модулированных сигналов из множества антенн в системе MIMO, полезный результат в виде повышенного качества передачи по сравнению с традиционной системой MIMO с пространственным мультиплексированием достигается в средеLOS, в которой преобладают прямые волны, путем постоянного переключения между весами предварительного кодирования со временем, как в настоящем варианте осуществления. В настоящем варианте осуществления и, в частности, в отношении структуры устройства приема описаны операции для ограниченного количества антенн, но настоящее изобретение может быть реализовано точно так же, даже если увеличивается количество антенн. Другими словами, количество антенн в устройстве приема не влияет на операции или полезные результаты настоящего варианта осуществления. Кроме того, в настоящем варианте осуществления подробно объяснен пример кодирования с LDPC, однако настоящее изобретение не ограничивается кодированием с LDPC. Кроме того, в отношении схемы декодирования декодеры с мягким входом/выходом не ограничиваются примером декодирования суммы-произведения. Может использоваться другая схема декодирования с мягким входом/выходом, например алгоритм BCJR, алгоритм SOVA, алгоритм Max-log-MAP и т.п. Подробности предоставляются в непатентной литературе 6. Более того, в настоящем варианте осуществления описан пример схемы с одной несущей, но настоящее изобретение этим не ограничивается и может быть аналогичным образом реализовано для передачи с несколькими несущими. Соответственно настоящее изобретение может быть реализовано аналогичным образом при использовании схемы, такой как связь с расширенным спектром, мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM), коллективный доступ с разделением каналов по частоте на одной несущей (SC-FDMA), мультиплексирование с ортогональным частотным разделением на одной несущей (SC-OFDM) или волновое OFDM, которые описаны в непатентной литературе 7 и т.п. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы помимо символов данных, например контрольные символы (преамбула, служебное слово и т.п.), символы для передачи управляющей информации и т.п., могут размещаться в кадре любым способом. Нижеследующее описывает пример использования OFDM в качестве примера схемы с несколькими несущими. Фиг. 13 показывает структуру устройства передачи при использовании OFDM. На фиг. 13 элементы, которые работают аналогично фиг. 3, имеют такие же ссылочные номера. Относящийся к OFDM процессор 1301 А принимает в качестве ввода взвешенный сигнал 309 А, выполняет обработку, имеющую отношение к OFDM, и выводит сигнал 1302 А передачи. Аналогичным образом относящийся к OFDM процессор 1301 В принимает в качестве ввода взвешенный сигнал 309 В,выполняет обработку, имеющую отношение к OFDM, и выводит сигнал 1302 В передачи. Фиг. 14 дальше показывает пример структуры относящихся к OFDM процессоров 1301 А и 1301 В из фиг. 13. Часть с 1401 А по 1410 А имеет отношение к части с 1301 А по 312 А на фиг. 13, и часть с 1401 В по 1410 В имеет отношение к части с 1301 В по 312 В на фиг. 13. Последовательно/параллельный преобразователь 1402 А выполняет последовательно/параллельное преобразование над взвешенным сигналом 1401 А (соответствующим взвешенному сигналу 309 А на фиг. 13) и выводит параллельный сигнал 1403 А. Блок 1404 А переупорядочения принимает параллельный сигнал 1403 А в качестве ввода, выполняет переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1405 А. Переупорядочение подробно описывается позже. Обратный быстрый преобразователь 1406 А Фурье принимает переупорядоченный сигнал 1405 А в качестве ввода, выполняет быстрое преобразование Фурье и выводит преобразованный сигнал 1407 А. Радиоблок 1408 А принимает преобразованный сигнал 1407 А в качестве ввода, выполняет обработку, например преобразование частоты, усиление и т.п., и выводит модулированный сигнал 1409 А. Модулированный сигнал 1409 А выводится в виде радиоволны из антенны 1410 А. Последовательно/параллельный преобразователь 1402 В выполняет последовательно/параллельное преобразование над взвешенным сигналом 1401 В (соответствующим взвешенному сигналу 309 В на фиг. 13) и выводит параллельный сигнал 1403 В. Блок 1404 В переупорядочения принимает параллельный сигнал 1403 В в качестве ввода, выполняет переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1405 В. Переупорядочение подробно описывается позже. Обратный быстрый преобразователь 1406 В Фурье принимает переупорядоченный сигнал 1405 В в- 17024352 качестве ввода, выполняет быстрое преобразование Фурье и выводит преобразованный сигнал 1407 В. Радиоблок 1408 В принимает преобразованный сигнал 1407 В в качестве ввода, выполняет обработку, например преобразование частоты, усиление и т.п., и выводит модулированный сигнал 1409 В. Модулированный сигнал 1409 В выводится в виде радиоволны из антенны 1410B. В устройстве передачи из фиг. 3, поскольку схема передачи не использует несколько несущих,предварительное кодирование переключается для образования четырехинтервального периода (цикла),как показано на фиг. 6, и предварительно кодированные символы размещаются во временной области. При использовании схемы передачи с несколькими несущими, как в схеме OFDM, показанной на фиг. 13, можно разместить предварительно кодированные символы во временной области, как на фиг. 3, для каждой (под)несущей. Однако в случае схемы передачи с несколькими несущими можно разместить символы в частотной области или в частотной и временной областях. Нижеследующее описывает эти размещения. Фиг. 15 А и 15 В показывают пример схемы переупорядочения символов с помощью блоков 1401 А и 1401 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Частотная область тянется от (под)несущей 0 до (под)несущей 9. Модулированные сигналы z1 и z2 одновременно используют одну и ту же ширину полосы частот. Фиг. 15 А показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z1, а фиг. 15 В показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z2. Номера 1, 2, 3, 4,присваиваются по порядку символам взвешенного сигнала 1401 А, который вводится в последовательно/параллельный преобразователь 1402 А. В этот момент символы назначаются равномерно, как показано на фиг. 15 А. Символы 1, 2, 3, 4,размещаются в порядке, начиная с несущей 0. Символы с 1 по 9 назначаются моменту 1, а потом символы с 10 по 19 назначаются моменту 2. Аналогичным образом номера 1, 2, 3, 4,присваиваются по порядку символам взвешенного сигнала 1401 В, который вводится в последовательно/параллельный преобразователь 1402 В. В этот момент символы назначаются равномерно, как показано на фиг. 15 В. Символы 1, 2, 3, 4,размещаются в порядке, начиная с несущей 0. Символы с 1 по 9 назначаются моменту 1, а потом символы с 10 по 19 назначаются моменту 2. Отметим, что модулированные сигналы z1 и z2 являются комплексными сигналами. Группа 1501 символов и группа 1502 символов, показанные на фиг. 15 А и 15 В, являются символами для одного периода (цикла) при использовании схемы переключения весов предварительного кодирования, показанной на фиг. 6. Символ 0 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i на фиг. 6. Символ 1 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+1 на фиг. 6. Символ 2 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+2 на фиг. 6. Символ 3 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+3 на фиг. 6. Соответственно символ х выглядит следующим образом. Когда х mod 4 равно 0, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i на фиг. 6. Когда х mod 4 равно 1, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+1 на фиг. 6. Когда х mod 4 равно 2, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+2 на фиг. 6. Когда х mod 4 равно 3, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 4i+3 на фиг. 6. Таким образом, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, например OFDM,символы можно размещать в частотной области, в отличие от передачи по одной несущей. Кроме того,упорядочение символов не ограничивается упорядочением, показанным на фиг. 15 А и 15 В. Другие примеры описываются со ссылкой на 16 А, 16 В, 17 А и 17 В. Фиг. 16 А и 16 В показывают пример схемы переупорядочения символов, которая отличается от фиг. 15 А и 15 В, с помощью блоков 1404 А и 1404 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Фиг. 16 А показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z1, а фиг. 16 В показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z2. Отличие на фиг. 16 А и 16 В по сравнению с фиг. 15 А и 15 В состоит в том, что схема переупорядочения символов модулированного сигнала z1 отличается от схемы переупорядочения символов модулированного сигнала z2. На фиг. 16 В символы с 0 по 5 назначаются несущим с 4 по 9, а символы с 6 по 9 назначаются несущим с 0 по 3. Потом символы с 10 по 19 назначаются равномерно таким же образом. В этот момент, как на фиг. 15 А и 15 В, группа 1601 символов и группа 1602 символов, показанные на фиг. 16 А и 16 В, являются символами для одного периода (цикла) при использовании схемы переключения весов предварительного кодирования, показанной на фиг. 6. Фиг. 17 А и 17 В показывают пример схемы переупорядочения символов, которая отличается от фиг. 15 А и 15 В, с помощью блоков 1404 А и 1404 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Фиг. 17 А показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z1, а фиг. 17 В показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z2. Отличие на фиг. 17 А и 17 В по сравнению с фиг. 15 А и 15 В со- 18024352 стоит в том, что символы не размещаются в порядке несущей на фиг. 17 А и 17 В, тогда как символы размещаются в порядке несущей на фиг. 15 А и 15 В. Очевидно, что на фиг. 17 А и 17 В схема переупорядочения символов модулированного сигнала z1 может отличаться от схемы переупорядочения символов модулированного сигнала z2, как на фиг. 16 А и 16 В. Фиг. 18 А и 18 В показывают пример схемы переупорядочения символов, которая отличается от фиг. 15 А-17 В, с помощью блоков 1404 А и 1404 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Фиг. 18 А показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z1, а фиг. 18 В показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z2. На фиг. 15 А-17 В символы размещаются в частотной области,тогда как на фиг. 18 А и 18 В символы размещаются в частотной и временной областях. На фиг. 6 описан пример переключения между весами предварительного кодирования по четырем временным интервалам. Однако здесь описывается пример переключения по восьми временным интервалам. Группы 1801 и 1802 символов, показанные на фиг. 18 А и 18 В, являются символами для одного периода (цикла) при использовании схемы переключения весов предварительного кодирования (и поэтому являются восьмисимвольными группами). Символ 0 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i. Символ 1 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+1. Символ 2 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+2. Символ 3 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+3. Символ 4 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+4. Символ 5 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+5. Символ 6 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+6. Символ 7 является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+7. Соответственно символ х выглядит следующим образом. Когда х mod 8 равно 0, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i. Когда х mod 8 равно 1, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+1. Когда х mod 8 равно 2,символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+2. Когда х mod 8 равно 3, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+3. Когда х mod 8 равно 4, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+4. Когда х mod 8 равно 5, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+5. Когда х mod 8 равно 6, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+6. Когда х mod 8 равно 7, символ х является символом при использовании веса предварительного кодирования у временного интервала 8i+7. При упорядочении символов на фиг. 18 А и 18 В используются четыре временных интервала во временной области и два временных интервала в частотной области для 42=8 временных интервалов в итоге, чтобы разместить символы для одного периода (цикла). В этом случае пусть количеством символов в одном периоде(цикле) будет mn символов (другими словами, существует mn весов предварительного кодирования),количеством временных интервалов (количеством несущих) в частотной области, используемых для размещения символов в одном периоде (цикле), будет n, а количеством временных интервалов, используемых во временной области, будет m, тогда должно выполняться mn. Причина в том, что фаза прямых волн меняется медленнее во временной области, чем в частотной области. Поэтому, поскольку в настоящем варианте осуществления веса предварительного кодирования изменяются, чтобы минимизировать влияние стационарных прямых волн, то предпочтительно уменьшить колебание в прямых волнах в периоде (цикле) для изменения весов предварительного кодирования. Соответственно должно выполнятьсяmn. Кроме того, учитывая вышеприведенные моменты, вместо переупорядочения символов только в частотной области или только во временной области прямые волны с большей вероятностью становятся устойчивыми, когда символы переупорядочиваются одновременно в частотной и временной областях,как на фиг. 18 А и 18 В, посредством этого упрощая достижение полезных результатов настоящего изобретения. Однако, когда символы упорядочиваются в частотной области, колебания в частотной области являются резко выраженными, приводя к вероятности получения выигрыша от разнесения. Поэтому переупорядочение одновременно в частотной и временной областях не всегда непременно является наилучшей схемой. Фиг. 19 А и 19 В показывают пример схемы переупорядочения символов, которая отличается от фиг. 18 А и 18 В, с помощью блоков 1404 А и 1404 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Фиг. 19 А показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z1, а фиг. 19 В показывает схему переупорядочения для символов модулированного сигнала z2. Как и на фиг. 18 А и 18 В, фиг. 19 А и 19 В показывают размещение символов с использованием частотной и временной осей. Отличие по сравнению с фиг. 18 А и 18 В состоит в том, что символы на фиг. 19 А и 19 В сначала размещаются во временной области, а затем в частот- 19024352 ной области, тогда как на фиг. 18 А и 18 В символы сначала размещаются в частотной области, а затем во временной области. На фиг. 19 А и 19 В группа 1901 символов и группа 1902 символов являются символами для одного периода (цикла) при использовании схемы переключения предварительного кодирования. Отметим, что на фиг. 18 А, 18 В, 19 А и 19 В, как и на фиг. 16 А и 16 В, настоящее изобретение может быть реализовано аналогичным образом, и достигнут полезный результат в виде высокого качества приема с помощью схемы размещения символов модулированного сигнала z1, отличающейся от схемы размещения символов модулированного сигнала z2. Кроме того, на фиг. 18 А, 18 В, 19 А и 19 В, как и на фиг. 17 А и 17 В, настоящее изобретение может быть реализовано аналогичным образом, и достигнут полезный результат в виде высокого качества приема без размещения символов по порядку. Фиг. 27 показывает пример схемы переупорядочения символов, которая отличается от вышеприведенных примеров, с помощью блоков 1404 А и 1404 В переупорядочения на фиг. 14, при этом горизонтальная ось представляет частоту, а вертикальная ось представляет время. Рассматривается случай постоянного переключения между матрицами предварительного кодирования по четырем временным интервалам, как в уравнениях 37-40. Отличительным признаком фиг. 27 является то, что символы размещаются по порядку в частотной области, но при переходе во временную область символы циклически сдвигаются на n символов (в примере на фиг. 27 n=1). В четырех символах, показанных в группе 2710 символов в частотной области на фиг. 27, предварительное кодирование переключается между матрицами предварительного кодирования из уравнений 37-40. В этом случае символ 0 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 1 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 2 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 3 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. Аналогичным образом для группы 2720 символов в частотной области символ 4 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 5 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 6 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 7 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. Для символов в момент 1 предварительное кодирование переключается между вышеупомянутыми матрицами предварительного кодирования, но во временной области символы циклически сдвигаются. Поэтому предварительное кодирование переключается между матрицами предварительного кодирования для групп 2701, 2702, 2703 и 2704 символов следующим образом. В группе 2701 символов во временной области символ 0 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 9 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 18 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 27 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. В группе 2702 символов во временной области символ 28 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 1 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 10 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 19 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. В группе 2703 символов во временной области символ 20 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 29 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 2 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 11 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. В группе 2704 символов во временной области символ 12 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 37, символ 21 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 38, символ 30 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 39, и символ 3 предварительно кодируется с использованием матрицы предварительного кодирования в уравнении 40. Обращая внимание на символ 11, характеристикой фиг. 27 является, например, то, что символы по обе стороны в частотной области в одном времени (символы 10 и 12) предварительно кодируются с помощью другой матрицы предварительного кодирования, нежели символ 11, а символы по обе стороны во временной области на одной несущей (символы 2 и 20) предварительно кодируются с помощью другой матрицы предварительного кодирования, нежели символ 11. Это имеет место не только для символа 11. Любой символ, имеющий символы по обеим сторонам в частотной области и временной области, характеризуется так же, как символ 11. В результате матрицы предварительного кодирования эффективно переключаются между собой, и поскольку уменьшается влияние на устойчивое состояние пря- 20024352 мых волн, то увеличивается вероятность повышенного качества приема данных. На фиг. 27 описан случай с n=1, однако n таким образом не ограничивается. Настоящее изобретение может быть реализовано аналогичным образом при n=3. Кроме того, на фиг. 27, когда символы размещаются в частотной области и переходят во временную область, вышеупомянутая характеристика достигается путем циклического сдвига номера размещенного символа, но вышеупомянутой характеристики также можно достичь путем случайного (или равномерного) размещения символов. Вариант 2 осуществления. В варианте 1 осуществления описано постоянное переключение весов предварительного кодирования, которое показано на фиг. 6. В настоящем варианте осуществления описывается схема для разработки особых весов предварительного кодирования, которые отличаются от весов предварительного кодирования на фиг. 6. На фиг. 6 описана схема для переключения между весами предварительного кодирования в уравнениях 37-40. В результате обобщения этой схемы веса предварительного кодирования могут изменяться следующим образом. (Период (цикл) переключения для весов предварительного кодирования содержит четыре временных интервала, и уравнения перечисляются аналогично уравнениям 37-40). Для номера 4i символа (где i - целое число, больше либо равное нулю) следующее. Математическое выражение 42. Уравнение 42 Из уравнений 36 и 41 принятый вектор R(t)=(r1(t), r2(tT можно представить следующим образом. Для номера 4i символа следующее. Математическое выражение 46. Уравнение 46 В этом случае предполагается, что существуют только составляющие прямых волн в элементахh11(t), h12(t), h21(t) и h11(t) канала, что все амплитудные составляющие прямых волн равны, и что со временем не возникают колебания. При этих допущениях уравнения 46-49 можно представить следующим образом. Для номера 4i символа следующее. Математическое выражение 50. Уравнение 50 В уравнениях 50-53 пусть А будет положительным вещественным числом, а q будет комплексным числом. Значения А и q определяются в соответствии с взаимным расположением устройства передачи и устройства приема. Уравнения 50-53 можно представить следующим образом. Для номера 4i символа следующее. Математическое выражение 54. Уравнение 54 В результате, когда q представляется следующим образом, составляющая сигнала на основе одного из s1 и s2 больше не включается в r1 и r2, и поэтому уже нельзя получить один из сигналов s1 и s2. Для номера 4i символа следующее. Математическое выражение 58. Уравнение 58 В этом случае, если q имеет одно и то же решение в номерах 4i, 4i+1, 4i+2 и 4i+3 символа, то элементы канала у прямых волн не меняются значительно. Поэтому устройство приема, имеющее элементы канала, в которых значение q эквивалентно одному и тому же решению, уже не может получить отличное качество приема для любого из номеров символа. Поэтому сложно добиться возможности исправить ошибки, даже если вводятся коды исправления ошибок. Соответственно, чтобы q не имело одного и того же решения, необходимо следующее условие из уравнений 58-61, когда обращают внимание на одно из двух решений q, которое не включает в себя . Математическое выражение 62. Условие 1 где х равен 0, 1, 2, 3; у равен 0, 1, 2, 3 и ху. В примере, удовлетворяющем условию 1, значения устанавливаются следующим образом. Пример 1.(5) 21(4i+3)=3/2 радианов. Вышеприведенное является примером. Достаточно, чтобы каждое одно из ноля радианов, /2 радианов,радианов и 3/2 радианов существовало для набора (21(4i), 21(4i+1), 21(4i+2), 21(4i+3. В этом случае, в частности при условии (1), нет необходимости выполнять обработку сигналов (обработку с вращением) над основополосным сигналом S1(t), что дает преимущество в сокращении размера схемы. Другим примером является установление значений следующим образом. Пример 2.(10) 21(4i)=21 (4i+1)=21 (4i+2)=21 (4i+3)=0 радианов. Вышеприведенное является примером. Достаточно, чтобы каждое одно из ноля радианов, /2 радианов, тс радианов и 3/2 радианов существовало для набора (11(4i), 11(4i+1), 11(4i+2), 11(4i+3. В этом случае, в частности при условии (6), нет необходимости выполнять обработку сигналов (обработку с вращением) над основополосным сигналом S2(t), что дает преимущество в сокращении размера схемы. Еще один пример выглядит следующим образом. Пример 3.(15) 21(4i+3)=3/4 радианов. Вышеприведенное является примером. Достаточно, чтобы каждое одно из ноля радианов, /4 радианов, /2 радианов и 3/4 радианов существовало для набора (21(4i), 21(4i+1), 21(4i+2), 21(4i+3. Пример 4.(20) 21(4i)=21(4i+1)=21(4i+2)=21(4i+3)=0 радианов. Вышеприведенное является примером. Достаточно, чтобы каждое одно из ноля радианов, /4 радианов, /2 радианов и 3/4 радианов существовало для набора (11(4i), 11(4i+1), 11(4i+2), 11(4i+3. Хотя показано четыре примера, схема выполнения условия 1 не ограничивается этими примерами. Далее описываются требования к исполнению не только для 11 и 12, но также и дляи . Достаточно установитьв некоторое значение; затем необходимо установить требования для . Нижеследующее описывает схему исполнения для , когдаустанавливается в ноль радианов. В этом случае в результате заданиятак, чтобы /2 радиановрадианов, достигается отличное качество приема, особенно в среде LOS. Между прочим, для каждого из номеров 4i, 4i+1, 4i+2 и 4i+3 символа существуют две точки q, где качество приема становится плохим. Поэтому всего существуют 24=8 таких точек. В среде LOS, чтобы предотвратить ухудшение качества приема в определенном приемном терминале, эти восемь точек должны иметь другое решение. В этом случае в дополнение к условию 1 необходимо условие 2. Математическое выражение 63. Условие 2 и Более того, фаза этих восьми точек должна быть равномерно распределена (поскольку фаза прямой волны считается имеющей высокую вероятность равномерного распределения). Нижеследующее описывает схему исполнения, чтобыудовлетворяло этому требованию. В случае примера 1 и примера 2 фаза становится равномерной в точках, в которых качество приема плохое, путем установкив 3/ 4 радианов. Например, пустьбудет равно 3/4 радианов в примере 1 (и пусть А будет положительным вещественным числом), тогда в каждом из четырех временных интервалов точки, в которых качество приема становится плохим, появляются один раз, как показано на фиг. 20. В случае примера 3 и примера 4 фаза становится равномерной в точках, в которых качество приема плохое, путем установкиврадианов. Например, пустьбудет равнорадианов в примере 3, тогда в каждом из четырех временных интервалов точки, в которых качество приема становится плохим, появляются один раз, как показано на фиг. 21. (Если элемент q в матрице Н канала существует в точках, показанных на фиг. 20 и 21, то качество приема ухудшается). С помощью вышеприведенной структуры достигается отличное качество приема в среде LOS. Выше описывается пример изменения весов предварительного кодирования в четырехинтервальном периоде (цикле), а ниже описывается изменение весов предварительного кодирования в N-интервальном периоде (цикле). Используя такие же соображения, как в варианте 1 осуществления и в вышеприведенном описании, представленная ниже обработка выполняется над каждым номером символа.- 24024352 Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 64. Уравнение 62 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 66. Уравнение 64 Соответственно r1 и r2 представляются следующим образом. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 68. Уравнение 66 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 70. Уравнение 68 В этом случае предполагается, что существуют только составляющие прямых волн в элементахh11(t), h12(t), h21(t) и h22(t) канала, что все амплитудные составляющие прямых волн равны, и что со временем не возникают колебания. При этих допущениях уравнения 66-69 можно представить следующим образом.- 25024352 Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 72. Уравнение 70 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 74. Уравнение 72 В уравнениях 70-73 пусть А будет вещественным числом, а q будет комплексным числом. Значения А и q определяются в соответствии с взаимным расположением устройства передачи и устройства приема. Уравнения 70-73 можно представить следующим образом. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 76. Уравнение 74 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 78. Уравнение 76 В результате, когда q представляется следующим образом, составляющая сигнала на основе одного из s1 и s2 больше не включается в r1 и r2, и поэтому уже нельзя получить один из сигналов s1 и s2. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 82. Уравнение 80 В этом случае, если q имеет одно и то же решение в номерах символа с Ni по Ni+N-1, то поскольку элементы канала у прямых волн не меняются значительно, устройство приема, имеющее элементы канала, в которых значение q эквивалентно этому одному и тому же решению, уже не может получить отличное качество приема для любого из номеров символа. Поэтому сложно добиться возможности исправить ошибки, даже если вводятся коды исправления ошибок. Соответственно, чтобы q не имело одного и того же решения, необходимо следующее условие из уравнений 78-81, когда обращают внимание на одно из двух решений q, которое не включает в себя . Математическое выражение 84. Условие 3 где х равен 0, 1, 2, , N-2, N-1; у равен 0, 1, 2, , N-2, N-1 и ху. Далее описываются требования к исполнению не только для 11 и 12, но также и дляи . Достаточно установитьв некоторое значение; затем необходимо установить требования для . Нижеследующее описывает схему исполнения для , когдаустанавливается в ноль радианов. В этом случае, аналогично схеме изменения весов предварительного кодирования в четырехинтервальном периоде (цикле), в результате заданиятак, чтобы /2 радиановрадианов, достигается отличное качество приема, особенно в среде LOS. В каждом номере символа с Ni по Ni+N-1 существуют две точки, обозначенные q, где качество приема становится плохим, и поэтому существуют 2N таких точек. В среде LOS, чтобы добиться отличных характеристик, эти 2N точек должны иметь другое решение. В этом случае в дополнение к условию 3 необходимо условие 4. Математическое выражение 85. Условие 4 Более того, фаза этих 2N точек должна быть равномерно распределена (поскольку фаза прямой волны на каждом устройстве приема считается имеющей высокую вероятность равномерного распределения). Как описано выше, когда устройство передачи передает множество модулированных сигналов из множества антенн в системе MIMO, полезный результат в виде повышенного качества передачи по сравнению с традиционной системой MIMO с пространственным мультиплексированием достигается в средеLOS, в которой преобладают прямые волны, путем постоянного переключения между весами предварительного кодирования со временем. В настоящем варианте осуществления структура устройства приема является такой, как описана в варианте 1 осуществления, и, в частности, в отношении структуры устройства приема описаны операции для ограниченного количества антенн, но настоящее изобретение может быть реализовано точно так же,- 27024352 даже если увеличивается количество антенн. Другими словами, количество антенн в устройстве приема не влияет на операции или полезные результаты настоящего варианта осуществления. Кроме того, в настоящем варианте осуществления коды исправления ошибок не ограничиваются, аналогично варианту 1 осуществления. В настоящем варианте осуществления, в отличие от варианта 1 осуществления, описана схема изменения весов предварительного кодирования во временной области. Однако, как описано в варианте 1 осуществления, настоящее изобретение может быть реализовано аналогичным образом путем изменения весов предварительного кодирования с использованием схемы передачи с несколькими несущими и размещения символов в частотной области и частотно-временной области. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы помимо символов данных, например контрольные символы (преамбула, служебное слово и т.п.), символы для управляющей информации и т.п., могут размещаться в кадре любым способом. Вариант 3 осуществления. В варианте 1 осуществления и варианте 2 осуществления описана схема постоянного переключения между весами предварительного кодирования для случая, где амплитуда каждого элемента в весовой матрице предварительного кодирования является эквивалентной. Однако в настоящем варианте осуществления описывается пример, который не удовлетворяет этому условию. Для контраста с вариантом 2 осуществления описывается случай изменения весов предварительного кодирования за N-интервальный период (цикл). Используя такие же соображения, как в варианте 1 осуществления и варианте 2 осуществления, представленная ниже обработка выполняется над каждым номером символа. Пустьбудет положительным вещественным числом и 1. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 86. Уравнение 82 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 88. Уравнение 84 Соответственно r1 и r2 представляются следующим образом. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 90. Уравнение 86 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 92. Уравнение 88 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+N-1 символа. Математическое выражение 93. Уравнение 89 В этом случае предполагается, что существуют только составляющие прямых волн в элементахh11(t), h12(t), h21(t) и h22(t) канала, что все амплитудные составляющие прямых волн равны, и что со временем не возникают колебания. При этих допущениях уравнения 86-89 можно представить следующим образом. Для номера Ni символа (где i - целое число, больше либо равное нулю). Математическое выражение 94. Уравнение 90 При обобщении это уравнение выглядит следующим образом. Для номера Ni+k символа (k=0, 1, , N-1). Математическое выражение 96. Уравнение 92 В уравнениях 90-93 пусть А будет вещественным числом, а q будет комплексным числом. Уравнения 90-93 можно представить следующим образом.