Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала

СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛА И УСТРОЙСТВО ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛА В изобретении способ передачи, одновременно передающий первый модулированный сигнал и второй модулированный сигнал на общей частоте, выполняет предварительное кодирование для обоих сигналов с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и регулярно изменяет фазу по меньшей мере одного из сигналов, тем самым повышая качество принимаемого сигнала данных для приемного устройства.(71)(73) Заявитель и патентовладелец: ПАНАСОНИК ИНТЕЛЛЕКЧУАЛ ПРОПЕРТИ КОРПОРЭЙШН ОФ АМЕРИКА (US) Перекрестные ссылки на родственные заявки Данная заявка основана на заявках на патент 2010-276448, поданной 10 декабря 2010 г.,2011026422, поданной 9 февраля 2011 г.,2011-033770, поданной 18 февраля 2011 г., и 2011-051841, поданной 9 марта 2011 г. в Японии, содержимое которых содержится в данном документе по ссылке. Область техники, к которой относится изобретение Настоящее изобретение относится к передающему устройству и приемному устройству для связи с использованием нескольких антенн. Уровень техники Система MIMO (со многими входами и многими выходами) является примером традиционной системы связи с использованием нескольких антенн. В многоантенной связи, для которой MIMO-система является типичной, несколько передаваемых сигналов модулируются, и каждый модулированный сигнал одновременно передается из различной антенны, чтобы повышать скорость передачи данных. Фиг. 23 иллюстрирует примерную конфигурацию приемопередающего устройства, имеющего две передающие антенны и две приемные антенны и использующего два передаваемых модулированных сигнала (передаваемых потока). В передающем устройстве кодированные данные перемежаются, перемеженные данные модулируются и преобразование частоты и т.п. выполняется для того, чтобы формировать передаваемые сигналы, которые затем передаются из антенн. В этом случае схема для одновременной передачи различных модулированных сигналов из различных передающих антенн в одно время и на общей частоте является MIMO-системой с пространственным мультиплексированием. В этом контексте патентный документ 1 предлагает использование передающего устройства, содержащего различный шаблон перемежения для каждой передающей антенны. Иными словами, передающее устройство из фиг. 23 должно использовать два различных шаблона перемежения, выполняемых посредством двух модулей перемежения (a и b). Что касается приемного устройства, непатентный документ 1 и непатентный документ 2 описывают повышение качества приема посредством итеративного использования мягких значений для схемы обнаружения (посредством MIMO-детектора по фиг. 23). Когда это происходит, модели фактических окружений распространения в беспроводной связи включают в себя NLOS (не в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с рэлеевским затуханием, и LOS (в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с райсовским затуханием. Когда передающее устройство передает один модулированный сигнал, и приемное устройство выполняет комбинирование с максимальным отношением для сигналов,принимаемых посредством множества антенн, и затем демодулирует и декодирует результирующие сигналы, превосходное качество приема может достигаться в LOS-окружении, в частности в окружении, в котором коэффициент распределения Раиса является большим. Коэффициент распределения Раиса представляет принимаемую мощность прямых волн относительно принимаемой мощности рассеянных волн. Тем не менее, в зависимости от системы передачи (например, MIMO-система с пространственным мультиплексированием) возникает проблема в том, что качество приема снижается по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Раиса (см. непатентный документ 3). Фиг. 24 А и 24 В иллюстрируют пример результатов моделирования характеристик BER (частоты ошибок по битам) (вертикальная ось: BER, горизонтальная ось: SNR (отношение "сигнал-шум") для данных, кодированных с помощью кодов LDPC (разреженного контроля по четности) и передаваемых поMIMO-системе с пространственным мультиплексированием 22 (две передающие антенны, две приемные антенны) в окружении с рэлеевским затуханием и в окружении с райсовским затуханием с коэффициентами распределения Раиса K=3, 10 и 16 дБ. Фиг. 24 А предоставляет BER-характеристику на основе логарифмического отношения правдоподобия для максимальной логарифмической аппроксимации (максимальной логарифмической аппроксимации) без итеративного обнаружения (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2), тогда как фиг. 24 В предоставляет BER-характеристики на основе максимальной логарифмической аппроксимации с итеративным обнаружением (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2) (число итераций: пять). Фиг. 24 А и 24 В четко указывают, что независимо от того, выполняется или нет итеративное обнаружение, качество приема снижается в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Раиса. Таким образом, проблема снижения качества приема после стабилизации окружения распространения в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием, которая не возникает в традиционной системе с одним модулирующим сигналом, является уникальной для MIMO-системы с пространственным мультиплексированием. Широковещательная или многоадресная связь является услугой, применяемой к различным окружениям распространения. Окружение распространения радиоволн между широковещательным передающим устройством и приемными устройствами, принадлежащими пользователям, зачастую являетсяLOS-окружением. При использовании MIMO-системы с пространственным мультиплексированием,имеющей вышеуказанную проблему для широковещательной или многоадресной связи, может возникать случай, в котором принимаемая интенсивность электрического поля является высокой в приемном устройстве, но в котором снижение качества приема затрудняет прием услуг. Другими словами, чтобы ис-1 023186 пользовать MIMO-систему с пространственным мультиплексированием в широковещательной или многоадресной связи как в NLOS-окружении, так и в LOS-окружении, требуется MIMO-система, которая предлагает определенную степень качества приема. Непатентный документ 8 описывает схему для выбора таблицы кодирования, используемой в предварительном кодировании (т.е. матрицы предварительного кодирования, также упоминаемой как матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования) на основе информации обратной связи от стороны связи. Тем не менее, непатентный документ 8 вообще не раскрывает схему предварительного кодирования в окружении, в котором информация обратной связи не может быть обнаружена от другой стороны, например в вышеуказанной широковещательной или многоадресной связи. С другой стороны, непатентный документ 4 раскрывает схему для переключения матрицы предварительного кодирования во времени. Эта схема является применимой, когда информация обратной связи недоступна. Непатентный документ 4 раскрывает использование унитарной матрицы в качестве матрицы предварительного кодирования, и произвольное переключение унитарной матрицы вообще не раскрывает схему, применимую к снижению качества приема в вышеописанном LOS-окружении. Непатентный документ 4 просто излагает произвольный перескок между матрицами предварительного кодирования. Очевидно, непатентный документ 4 не упоминает о способе предварительного кодирования или структуре матрицы предварительного кодирования для исправления снижения качества приема в LOSокружении. Список библиографических ссылок Патентные документы. Патентный документ 1. Публикация международной заявки на патентWO2005/050885. Непатентные документы. Непатентный документ 1.V. Tarokh, H. Jafrkhani и A.R. Calderbank "Space-time block coding for wireless communications: Performance results", IEEE J. Select. Areas Commun., изд. 17, номер 3, с. 451-460, март 1999 г. Сущность изобретения Техническая задача. Цель настоящего изобретения заключается в том, чтобы обеспечивать MIMO-систему, которая повышает качество приема в LOS-окружении. Решение задачи. Настоящее изобретение обеспечивает схему формирования сигналов для формирования из множества сигналов в полосе модулирующих частот множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащую этапы формирования M первых кодированных блоков, применимых в качестве первого набора битов, и M вторых кодированных блоков, применимых в качестве второго набора битов, с использованием предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок, где M является натуральным числом; выполнения изменения фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, сформированного из первого набора битов, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, сформированного из второго набора битов, тем самым формируя первый сигнал s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, включающие в себя M символов; и применения взвешивания к первому сигналу s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы согласно предварительно определенной матрице F,тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве комбинации из M пар первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют соотношению (z1,z2)T=F(s1', s2')T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот с использованием значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы. Кроме того, настоящее изобретение также предоставляет устройство формирования сигналов из множества сигналов в полосе модулирующих частот для формирования множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащее кодер, формирующий M первых кодированных блоков, применимых в качестве первого набора битов, и M вторых кодированных блоков, применимых в качестве второго набора битов, с использованием предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок, где M является натуральным числом; модуль изменения фазы, выполняющий изменение фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, сформированного из первого набора битов, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, сформированного из второго набора битов, тем самым формируя первый сигнал s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, включающие в себя M символов; и модуль взвешивания, применяющий взвешивание к первому сигналу s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы согласно предварительно определенной матрице F, тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве комбинации из M пар первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют соотношению (z1, z2)T=F(s1', s2')T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот с использованием значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы. Преимущества изобретения. Согласно вышеприведенной структуре настоящее изобретение предоставляет схему формирования сигналов и устройство формирования сигналов, которые исправляют снижение качества приема в LOSокружении, тем самым предоставляя высококачественное обслуживание пользователям LOS во время широковещательной или многоадресной связи. Краткое описание чертежей Фиг. 1 иллюстрирует пример приемопередающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием. Фиг. 2 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра. Фиг. 3 иллюстрирует пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы. Фиг. 4 иллюстрирует другой пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы. Фиг. 5 иллюстрирует другую примерную конфигурацию кадра. Фиг. 6 иллюстрирует примерную схему изменения фазы. Фиг. 7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства. Фиг. 8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве. Фиг. 9 иллюстрирует другую примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве. Фиг. 10 иллюстрирует схему итеративного декодирования. Фиг. 11 иллюстрирует примерные состояния приема. Фиг. 12 иллюстрирует дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы. Фиг. 13 иллюстрирует еще один дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы. Фиг. 14 А и 14 В иллюстрируют дополнительную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 15 А и 15 В иллюстрируют еще одну другую примерную конфигурацию кадра. Фиг. 16 А и 16 В иллюстрируют еще одну другую примерную конфигурацию кадра. Фиг. 17 А и 17 В иллюстрируют еще одну другую примерную конфигурацию кадра. Фиг. 18 А и 18 В иллюстрируют еще одну дополнительную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 19 А и 19 В иллюстрируют примеры схемы преобразования. Фиг. 20 А и 20 В иллюстрируют дополнительные примеры схемы преобразования. Фиг. 21 иллюстрирует примерную конфигурацию модуля взвешивания. Фиг. 22 иллюстрирует примерную схему перекомпоновки символов. Фиг. 23 иллюстрирует другой пример приемопередающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием. Фиг. 24 А и 24 В иллюстрируют примерные BER-характеристики. Фиг. 25 иллюстрирует другую примерную схему изменения фазы. Фиг. 26 иллюстрирует еще одну другую примерную схему изменения фазы. Фиг. 27 иллюстрирует дополнительную примерную схему изменения фазы. Фиг. 28 иллюстрирует также дополнительную примерную схему изменения фазы. Фиг. 29 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную схему изменения фазы. Фиг. 30 иллюстрирует примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 31 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 32 иллюстрирует другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала,предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 33 иллюстрирует еще одну другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 34 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на кодированный блок, когда используются блочные коды. Фиг. 35 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на пару кодированных блоков, когда используются блочные коды. Фиг. 36 иллюстрирует общую конфигурацию цифровой широковещательной системы. Фиг. 37 является блок-схемой, иллюстрирующей примерное приемное устройство. Фиг. 38 иллюстрирует конфигурацию мультиплексированных данных. Фиг. 39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей мультиплексирование кодированных данных в потоки. Фиг. 40 является подробной схемой, иллюстрирующей видеопоток, содержащийся в последовательности PES-пакетов. Фиг. 41 является структурной схемой TS-пакетов и исходных пакетов в мультиплексированных данных. Фиг. 42 иллюстрирует конфигурацию РМТ-данных. Фиг. 43 иллюстрирует информацию, сконфигурированную в мультиплексированных данных. Фиг. 44 иллюстрирует конфигурацию информации атрибутов потока. Фиг. 45 иллюстрирует конфигурацию видеодисплея и устройства аудиовывода. Фиг. 46 иллюстрирует примерную конфигурацию системы связи. Фиг. 47 А и 47 В иллюстрируют разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 48 А и 48 В иллюстрируют другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 49 А и 49 В иллюстрируют еще одну другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 50 А и 50 В иллюстрируют дополнительную разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала. Фиг. 51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 52 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 53 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 54 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 55 иллюстрирует модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот. Фиг. 56 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 57 иллюстрирует примерные операции модуля распределения. Фиг. 58 иллюстрирует дополнительные примерные операции модуля распределения. Фиг. 59 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовыми станциями и терминалами. Фиг. 60 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов. Фиг. 61 иллюстрирует другой пример выделения частот передаваемых сигналов. Фиг. 62 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовой станцией, повторителями и терминалами. Фиг. 63 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно базовой станции. Фиг. 64 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно повторителей. Фиг. 65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе. Фиг. 66 иллюстрирует формат сигнальных данных, используемый для передачи посредством базовой станции. Фиг. 67 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 68 иллюстрирует другой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот. Фиг. 69 иллюстрирует схему взвешивания, переключения сигналов в полосе модулирующих частот и изменения фазы. Фиг. 70 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства с использованиемOFDM-схемы. Фиг. 71 А и 71 В иллюстрируют дополнительные примерные конфигурации кадра. Фиг. 72 иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции. Фиг. 73 дополнительно иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции. Фиг. 74 иллюстрирует общую конфигурацию кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательного передающего устройства с использованием DVB-T2. Фиг. 75 иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно. Фиг. 76 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 77 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 78 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 79 иллюстрирует дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 80 иллюстрирует еще одну дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 81 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 82 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 83 иллюстрирует еще одну дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра. Фиг. 84 дополнительно иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно. Фиг. 85 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию передающего устройства. Фиг. 86 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию приемного устройства. Фиг. 87 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию приемного устройства. Фиг. 88 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию приемного устройства. Фиг. 89 А и 89 В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 90 А и 90 В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 91 А и 91 В иллюстрируют дополнительно альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 92 А и 92 В иллюстрируют дополнительно альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 93 А и 93 В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 94 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра, используемую, когда применяются пространственно-временные блочные коды. Подробное описание вариантов осуществления изобретения Варианты осуществления настоящего изобретения описываются ниже со ссылками на прилагаемые чертежи. Вариант 1 осуществления. Далее подробно описываются схема передачи, передающее устройство, схема приема и приемное устройство, относящиеся к настоящему варианту осуществления изобретения. До начала надлежащего описания предоставляется структура схем передачи и схем декодирования в традиционной MIMO-системе с пространственным мультиплексированием. Фиг. 1 иллюстрирует структуру MIMO-системы с пространственным мультиплексированием NtNr. Информационный векторz кодируется и перемежается. Кодированный битовый вектор u=(u1, , uNt) получается в качестве вывода перемежения. Здесь, ui=(ui1, , uiM) (где M является числом передаваемых битов в расчете на символ). Для вектора передачи s=(s1, , sNt) принимаемый сигнал si=map(ui) находится для передающей антенныi. После нормализации энергии передачи это может выражаться как Еsi2=Es/Nt (где Es является полной энергией в расчете на один канал). Вектор приема y=(y1, , yNr)T выражается в нижеприведенной формуле 1 (математическое выражение 1). Математическое выражение 1 (формула 1) Здесь HNtNr является канальной матрицей, n=(n1, , nNr) является вектором шума и среднее значениеni является нулем для независимого и идентично распределенного (i.i.d) комплексного гауссова шума дисперсии 2. На основе взаимосвязи между передаваемыми символами, введенными в приемное устройство, и принимаемыми символами распределение вероятностей принимаемых векторов может выражаться как нижеприведенная формула 2 для многомерного гауссова распределения. Математическое выражение 2 (формула 2) Здесь рассматривается приемное устройство, выполняющее итеративное декодирование. Такое приемное устройство проиллюстрировано на фиг. 1 как состоящее из внешнего декодера с мягким вводом и мягким выводом и MIMO-детектора. Вектор логарифмического отношения правдоподобия (Lзначение) для фиг. 1 задается посредством формул 3-5 (математическое выражение 3 - математическое выражение 5) следующим образом: математическое выражение 3 (формула 3) Схема итеративного обнаружения. Далее описывается итеративное обнаружение MIMO-сигналов, выполняемое посредством MIMOсистемы с пространственным мультиплексированием NtNr. Логарифмическое отношение правдоподобия umn задается посредством формулы 6 (математическое выражение 6). Математическое выражение 6 (формула 6) Через применение теоремы Байеса формула 6 (математическое выражение 6) может выражаться как(математическое выражение 7) может аппроксимироваться в качестве формулы 8. Символв данном документе используется для того, чтобы обозначать аппроксимацию. Математическое выражение 8 (формула 8) В формуле 8 (математическое выражение 8) P может выражаться следующим образом (uumn) и ln Следует отметить, что логарифмическая вероятность формулы, заданная в формуле 2 (математическое выражение 2), может выражаться как формула 12 (математическое выражение 12). Математическое выражение 12 (формула 12) Соответственно при условии формулы 7 (математическое выражение 7) и формулы 13 (математическое выражение 13) апостериорное L-значение для преобразования или аппроксимации (апостериорная вероятность) может выражаться следующим образом. Математическое выражение 13 (формула 13) Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе аппроксимации. Кроме того,при условии формулы 8 (математическое выражение 8) и формулы 12 (математическое выражение 12) апостериорное L-значение для максимальной логарифмической аппроксимации может выражаться следующим образом. Математическое выражение 14 (формула 14) Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе максимальной логарифмической аппроксимации. В связи с этим, внешняя информация, запрошенная посредством системы итеративного декодирования, достижима посредством вычитания предыдущего ввода из формулы 13 (математическое выражение 13) или из формулы 14 (математическое выражение 14). Модель системы. Фиг. 23 иллюстрирует базовую конфигурацию системы, связанную со следующими пояснениями. Проиллюстрированная система представляет собой MIMO-систему с пространственным мультиплексированием 22, имеющую внешний декодер для каждого из двух потоков А и В. Два внешних декодера выполняют идентичное LDPC-кодирование. (Хотя настоящий пример рассматривает конфигурацию, в которой внешние кодеры используют LDPC-коды, внешние кодеры не ограничены использованиемLDPC в качестве кодов с коррекцией ошибок. Пример также может быть реализован с использованием других кодов с коррекцией ошибок, таких как турбокоды, сверточные коды или сверточные LDPC-коды. Дополнительно, в то время как внешние кодеры в настоящее время описываются как отдельно конфигурируемые для каждой передающей антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Один внешний кодер может использоваться для множества передающих антенн, или число внешних кодеров может превышать число передающих антенн. Система также имеет модули перемежения (a, b) для каждого из потоков А и В. Здесь схема модуляции представляет собой 2h-QAM (т.е. h битов, передаваемых в расчете на символ.) Приемное устройство выполняет итеративное обнаружение (итеративное декодирование на основе аппроксимации (или максимальной логарифмической аппроксимации MIMO-сигналов, как описано выше. LDPC-коды декодируются с использованием, например, декодирования на основе суммпроизведений. Фиг. 2 иллюстрирует конфигурацию кадра и описывает порядок символов после перемежения. Здесь (ia,ja) и (ib,jb) могут выражаться следующим образом. Математическое выражение 16 (формула 16) Математическое выражение 17 (формула 17) Здесь, ia и ib представляют порядок символа после перемежения, ja и jb представляют позицию бита в схеме модуляции (где ja, jb=1, , h), a и b представляют модули перемежения потоков А и В и aia,ja иbib,jb представляют порядок данных потоков А и В перед перемежением. Следует отметить, что фиг. 2 иллюстрирует случай, когда ia=ib. Итеративное декодирование. Далее подробно описывается декодирование на основе сумм-произведений, используемое в декодировании LDPC-кодов, и в алгоритме итеративного обнаружения MIMO-сигналов, оба из которых используются посредством приемного устройства. Декодирование на основе сумм-произведений. Двумерная матрица MN H=Hmn используется в качестве контрольной матрицы для LDPC-кодов,подвергнутых декодированию. Для набора [1, N]=1, 2, , N, частичные наборы A(m) и B(n) задаются следующим образом. Математическое выражение 18 (формула 18) Математическое выражение 19 (формула 19) Здесь A(m) обозначает набор индексов столбцов, равных 1 для строки m контрольной матрицы H, в то время как B(n)обозначает набор индексов строк, равных 1 для строки n контрольной матрицы H. Алгоритм декодирования на основе сумм-произведений заключается в следующем. Этап А-1 (инициализация): для всех пар (m,n), удовлетворяющих Hmn=1, задание предыдущего логарифмического отношения mn=1. Задание переменной цикла (числа итераций) lsum=1 и задание максимального числа lsum,max циклов. Этап А-2 (обработка): для всех пар (m,n), удовлетворяющих Hmn=1 в порядке m=1, 2, , М, обновление логарифмического отношения mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления. Математическое выражение 20 (формула 20) где f является функцией Галлагера. n затем может быть вычислен следующим образом. Этап А-3 (столбцовые операции): для всех пар (m,n), удовлетворяющих Hmn=1 в порядке n=1, 2, ,N, обновление логарифмического отношения mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления. Математическое выражение 23 (формула 23) Этап А-4 (вычисление логарифмического отношения правдоподобия): для n[1,N], логарифмическое отношение Ln правдоподобия вычисляется следующим образом. Математическое выражение 24 (формула 24) Этап А-5 (подсчет итераций): если lsumlsum,max, то lsum увеличивается и процесс возвращается к этапу А-2. Декодирование на основе сумм-произведений завершается, когда lsum=lsum,max. Выше описана одна итерация операций декодирования на основе сумм-произведений. После этого выполняется итеративное обнаружение MIMO-сигналов. Переменные m, n, mn, mn, n и Ln, используемые в вышеприведенном пояснении операций декодирования на основе сумм-произведений, выражаются как ma, na, amana, amana, na и Lna для потока А и как mb, nb, bmbnb, bmbnb, nb и Lnb для потока В. Итеративное обнаружение MIMO-сигналов. Далее описывается вычисление n для итеративного обнаружения MIMO-сигналов. Следующая формула может получаться из формулы 1 (математическое выражение 1). Математическое выражение 25 (формула 25) С учетом конфигурации кадра, проиллюстрированной на фиг. 2, следующие функции могут получаться из формулы 16 (математическое выражение 16) и формулы 17 (математическое выражение 17). Математическое выражение 26 (формула 26) Математическое выражение 27 (формула 27) где na,nb[1,N]. Для итерации k итеративного обнаружения MIMO-сигналов переменные na, Lna, nb и Lnb выражаются как k,na, Lk,na, k,nb и Lk,nb. Этап В-1 (начальное обнаружение; k=0). Для начального обнаружения волн 0,na и 0,nb вычисляются следующим образом. Для итеративного декодирования на основе аппроксимации математическое выражение 28 (формула 28) Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации математическое выражение 29 (формула 29) где X=а,b. Затем значение счетчика итераций для итеративного обнаружения MIMO-сигналов задается равным lmimo=0, при этом максимальное значение счетчика итераций равно lmimo,max. Этап В-2 (итеративное обнаружение; итерация k). Когда значение счетчика итераций равно k, формула 11 (математическое выражение 11), формулы 13-15 (математическое выражение 13 математическое выражение 15), формула 16 (математическое выражение 16) и формула 17 (математическое выражение 17) могут выражаться как нижеприведенные формулы 31-34 (математическое выражение 31 - математическое выражение 34). Следует отметить, что (X,Y)=(a,b) (b,a). Для итеративного декодирования на основе аппроксимации математическое выражение 31 (формула 31) Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации математическое выражение 33 (формула 33) Этап В-3 (подсчет итераций и оценка кодовых слов). Если lmimolmimo,max, то lmimo увеличивается и процесс возвращается к этапу В-2. Когда lmimo=lmimo,max, оцененное кодовое слово находится следующим образом. Математическое выражение 35 (формула 35) где X=а,b. Фиг. 3 показывает примерную конфигурацию передающего устройства 300, относящегося к настоящему варианту осуществления. Кодер 302 А принимает информацию (данные) 301 А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость кодирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302 А при кодировании с коррекцией ошибок данных, так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302 А выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, LDPC-кодирование, турбокодирование и т.п. и выводит кодированные данные 303 А. Модуль 304 А перемежения принимает кодированные данные 303 А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и затем выводит перемеженные данные 305 А. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема перемежения.) Модуль 306 А преобразования принимает перемеженные данные 305 А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как QPSK (квадратурная фазовая манипуляция), 16-QAM (16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция) или 64-QAM (64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция), затем выводит сигнал 307 А в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема модуляции.) Фиг. 19 А и 19 В иллюстрируют пример схемы преобразования с QPSK-модуляцией для сигнала в полосе модулирующих частот, состоящего из синфазного компонента I и квадратурного компонента Q вIQ-плоскости. Например, как показано на фиг. 19 А, когда входные данные равняются 00, то вывод представляет собой I=1,0, Q=1,0. Аналогично, когда входные данные равняются 01, вывод представляет собойI=-1,0, Q=1,0 и т.д. Фиг. 19B иллюстрирует пример схемы преобразования с QPSK-модуляцией в IQплоскости, отличающейся от фиг. 19 А тем, что сигнальные точки по фиг. 19 А циклически сдвинуты вокруг начала координат, чтобы получать сигнальные точки по фиг. 19 В. Непатентный документ 9 и непатентный документ 10 описывают такую схему циклического сдвига по принципу созвездия. Альтернативно, также может приспосабливаться циклическая Q-задержка, описанная в непатентном документе 9 и непатентном документе 10. Альтернативный пример, отличный от фиг. 19 А и 19 В, показан на фиг. 20 А и 20 В, которые иллюстрируют схему размещения сигнальных точек для 16-QAM в IQ-плоскости. Пример по фиг. 20 А соответствует фиг. 19 А, в то время как пример по фиг. 20 В соответствует фиг. 19 В. Кодер 302 В принимает информацию (данные) 301 В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость кодирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302 А при кодировании с коррекцией ошибок данных,так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302 В выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, LDPC-кодирование,турбокодирование и т.п., и выводит кодированные данные 303 В. Модуль 304 В перемежения принимает кодированные данные 303 В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и выводит перемеженные данные 305 В. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема перемежения). Модуль 306 В преобразования принимает перемеженные данные 305 В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как QPSK, 16-QAM или 64-QAM, затем выводит сигнал 307 В в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема модуляции). Формирователь 314 информации схемы обработки сигналов принимает сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и соответственно выводит информацию 315 схемы обработки сигналов. Информация 315 схемы обработки сигналов обозначает фиксированную матрицу предварительного кодирования, которая должна быть использована, и включает в себя информацию относительно шаблона изменений фазы, используемых для изменения фазы. Модуль 308 А взвешивания принимает сигнал 307 А в полосе модулирующих частот, сигнал 307 В в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307 А и 307 В в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 309 А. Схема взвешивания подробно описывается ниже. Беспроводной модуль 310 А принимает взвешенный сигнал 309 А в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311 А. Передаваемый сигнал 311 А затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312 А. Модуль 308 В взвешивания принимает сигнал 307 А в полосе модулирующих частот, сигнал 307 В в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307 А и 307 В в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 316 В. Фиг. 21 иллюстрирует конфигурацию модулей 308 А и 308 В взвешивания. Область по фиг. 21, окруженная пунктирной линией, представляет один из модулей взвешивания. Сигнал 307 А в полосе модулирующих частот умножается на w11, чтобы получать w11s1(t), и умножается на w21, чтобы получатьw21s1(t). Аналогично, сигнал 307 В в полосе модулирующих частот умножается на w12, чтобы получатьz2(t)=w21s1(t)+w22s22(t). Здесь, как пояснено выше, s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, модулированными согласно схеме модуляции, такой как BPSK (двухпозиционная фазо- 11023186 вая манипуляция), QPSK, 8PSK (8-позиционная фазовая манипуляция), 16-QAM, 32-QAM (32 позиционная квадратурная амплитудная модуляция), 64-QAM, 256-QAM, 16-APSK (16-позиционная амплитудно-фазовая модуляция) и т.д. Оба модуля взвешивания выполняют взвешивание с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Матрица предварительного кодирования использует, например, схему формулы 36 (математическое выражение 36) и удовлетворяет условиям формулы 37 (математическое выражение 37) или формулы 38 (математическое выражение 38), все из которых приводятся ниже. Тем не менее, это является только примером. Значениене ограничивается формулой 37 (математическое выражение 37) и формулой 38 (математическое выражение 38) и может принимать другие значения, например =1. Здесь матрица предварительного кодирования является следующей: математическое выражение 36 (формула 36) Альтернативно, в формуле 36 (математическое выражение 36)может задаваться следующим образом: математическое выражение 38 (формула 38) Матрица предварительного кодирования не ограничена матрицей предварительного кодирования из формулы 36 (математическое выражение 36), но также может быть и такой, как указано посредством формулы 39 (математическое выражение 39). Математическое выражение 39 (формула 39) В формуле 39 (математическое выражение 39) допустим, что a=Aej11, b=Bej12, c=Cej21 и d=Dej22. Дополнительно, одно из a, b, c и d может быть нулем. Например, возможны следующие конфигурации: (1) а может быть нулем, в то время как b, c и d являются ненулевыми, (2) b может быть нулем, в то время как a, c и d являются ненулевыми, (3) с может быть нулем, в то время как a, b и d являются ненулевыми, или (4) d может быть нулем, в то время как a, b и c являются ненулевыми. Когда любое из их схемы модуляции, кодов с коррекцией ошибок и скорости кодирования изменяется, матрица предварительного кодирования также может задаваться, изменяться и фиксироваться для использования. Модуль 317 В изменения фазы принимает взвешенный сигнал 316 В и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода, затем регулярно изменяет фазу сигнала 316 В для вывода. Это регулярное изменение является изменением фазы, выполняемым согласно предварительно определенному шаблону изменения фазы, имеющему предварительно определенный период (цикл) (например, каждые n символов (n является целым числом, n1) или с предварительно определенным интервалом). Подробности шаблона изменения фазы поясняются ниже в варианте 4 осуществления. Беспроводной модуль 310 В принимает сигнал 309 В после изменения фазы в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311 В. Передаваемый сигнал 311 В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312 В. Фиг. 4 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства 400, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 3. Далее описываются точки расхождения фиг. 4 с фиг. 3. Кодер 402 принимает информацию (данные) 401 и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и, в соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, выполняет кодирование с коррекцией ошибок и выводит кодированные данные 402. Модуль 404 распределения принимает кодированные данные 403 в качестве ввода, выполняет их распределение и выводит данные 405 А и данные 405 В. Хотя фиг. 4 иллюстрирует только один кодер,число кодеров не ограничивается как таковое. Настоящее изобретение также может быть реализовано с использованием m кодеров (m является целым числом, m1), так что модуль распределения разделяет кодированные данные, созданные посредством каждого кодера, на две группы для распределения. Фиг. 5 иллюстрирует пример конфигурации кадра во временной области для передающего устройства согласно настоящему варианту осуществления. Символ 5001 служит для уведомления приемного устройства относительно схемы передачи. Например, символ 5001 передает такую информацию, как схема коррекции ошибок, используемая для передачи символов данных, их скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных. Символ 5011 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 5021 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера и символа (во временной области). Символ 5031 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа. Символ 5012 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 5022 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z2(t) в качестве номера и символа (во временной области). Символ 5032 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа. Здесь символы z1(t) и z2(t), имеющие одинаковое время (идентичную синхронизацию), передаются из передающей антенны с использованием идентичной (совместно используемой/общей) частоты. Далее описываются взаимосвязи между модулированными сигналами z1(t) и z2(t), передаваемыми посредством передающего устройства, и принимаемыми сигналами r1(t) и r2(t), принимаемыми посредством приемного устройства. На фиг. 5 5041 и 5042 указывают передающие антенны передающего устройства, в то время как 5051 и 5052 указывают приемные антенны приемного устройства. Передающее устройство передает модулированный сигнал z1(t) из передающей антенны 5041 и передает модулированный сигнал z2(t) из передающей антенны 5042. Здесь модулированные сигналы z1(t) и z2(t) предположительно должны занимать идентичную (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Колебания канала в передающих антеннах передающего устройства и антеннах приемного устройства составляют h11(t),h12(t), h21(t) и h22(t) соответственно. При условии, что приемная антенна 5051 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r1(t) и что приемная антенна 5052 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r2(t), поддерживается следующая взаимосвязь. Математическое выражение 40 (формула 40) Фиг. 6 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования) и схеме изменения фазы по настоящему варианту осуществления. Модуль 600 взвешивания является комбинированной версией модулей 308 А и 308 В взвешивания из фиг. 67. Как показано, поток s1(t) и поток s2(t) соответствуют сигналам 307 А и 307 В в полосе модулирующих частот по фиг. 3. Иными словами, потоки s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, состоящими из синфазного компонента I и квадратурного компонента Q, соответствующими преобразованию посредством схемы модуляции, такой какQPSK, 16-QAM и 64-QAM. Как указано посредством конфигурации кадра по фиг. 6, поток s1(t) представляется как s1(u) в номере и символа, как s1(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Аналогично, поток s2(t) представляется как s2(u) в номере и символа, как s2(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Модуль 600 взвешивания принимает сигналы 307A(s1(t и 307 В(s2(t в полосе модулирующих частот, а также информацию 315 схемы обработки сигналов из фиг. 3 в качестве ввода, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов и выводит взвешенные сигналы 309A(z1(t и 316 В (z2'(t из фиг. 3. Модуль 317 В изменения фазы изменяет фазу взвешенного сигнала 316B(z2'(t и выводит сигнал 309 В после изменения фазы (z2(t. Здесь, при условии вектора W1=(w11,w12) из первой строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования z1(t) может выражаться как нижеприведенная формула 41 (математическое выражение 41). Математическое выражение 41 (формула 41) Аналогично, при условии вектора W2=(w21,w22) из второй строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования и посредством допущения того, что формула для изменения фазы, применяемая посредством модуля изменения фазы, представляет собой y(t), в таком случае z2(t) может выражаться как нижеприведенная формула 42 (математическое выражение 42). Математическое выражение 42 (формула 42) Здесь y(t) является формулой для изменения фазы согласно предварительно определенной схеме. Например, с учетом периода (цикла) в четыре и времени u формула для изменения фазы может выражаться как нижеприведенная формула 43 (математическое выражение 43). Математическое выражение 43 (формула 43) Аналогично, формула для изменения фазы для времени u+1 может быть, например, такой, как задано посредством формулы 44 (математическое выражение 44). Математическое выражение 44 (формула 44) Иными словами, формула для изменения фазы для времени u+k может выражаться как формула 45 Следует отметить, что формулы 43-45 (математическое выражение 43 - математическое выражение 45) предоставляются только в качестве примера регулярного изменения фазы. Регулярное изменение фазы не ограничивается периодом (циклом) в четыре. Улучшенные характеристики приема (характеристики коррекции ошибок, если точнее) потенциально могут стимулироваться в приемном устройстве посредством увеличения номера периода (цикла) (это не означает, что больший период (цикл) лучше, хотя недопущение небольших чисел, таких как два, вероятно, является идеальным). Кроме того, хотя вышеприведенные формулы 43-45 (математическое выражение 43 - математическое выражение 45) представляют конфигурацию, в которой изменение фазы выполняется посредством циклического сдвига на последовательные предварительно определенные фазы (в вышеприведенной формуле, каждые /2), изменение фазы не обязательно должно быть циклическим сдвигом на постоянную величину, и также может быть случайным. Например, в соответствии с предварительно определенным периодом (циклом) y(t), фаза может быть изменена через последовательное умножение, как показано в формуле 46 (математическое выражение 46) и формуле 47 (математическое выражение 47). Ключевой момент регулярного изменения фазы состоит в том, что фаза модулированного сигнала регулярно изменяется. Степень изменения фазы предпочтительно является максимально возможно равномерной,например, от - радиан дорадиан. Тем не менее, при условии, что это описывает распределение, также возможны случайные изменения. Математическое выражение 46 (формула 46) В связи с этим, модуль 600 взвешивания по фиг. 6 выполняет предварительное кодирование с использованием фиксированных, предварительно определенных весовых коэффициентов предварительного кодирования, и модуль 317 В изменения фазы изменяет фазу сигнала, вводимого в него, при регулярном варьировании степени изменения фазы. Когда в LOS-окружении должна быть использована специализированная матрица предварительного кодирования, качество приема с большой вероятностью существенно повышается. Тем не менее, в зависимости от режимов прямых волн, фазовые и амплитудные компоненты прямой волны могут значительно отличаться от специализированной матрицы предварительного кодирования при приеме. LOSокружение имеет определенные правила. Таким образом, качество приема данных существенно повышается через регулярное изменение, применяемое к передаваемому сигналу, которое подчиняется этим правилам. Настоящее изобретение предлагает схему обработки сигналов для улучшений LOS-окружения. Фиг. 7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства 700, относящегося к настоящему варианту осуществления. Беспроводной модуль 703 Х принимает в качестве ввода принимае- 14023186 мый сигнал 702X, принимаемый посредством антенны 701 Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704 Х в полосе модулирующих частот. Модуль 7051 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704X в полосе модулирующих частот в качестве ввода,извлекает опорный символ 5011 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение h11 из формулы 40(математическое выражение 40) и выводит сигнал 7061 оценки канала. Модуль 7052 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704X в полосе модулирующих частот в качестве ввода,извлекает опорный символ 5012 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение h12 из формулы 40(математическое выражение 40) и выводит сигнал 7062 оценки канала. Беспроводной модуль 703Y принимает в качестве ввода принимаемый сигнал 702Y, принимаемый посредством антенны 701 Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704Y в полосе модулирующих частот. Модуль 7071 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода,извлекает опорный символ 5011 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение h21 из формулы 40(математическое выражение 40) и выводит сигнал 7081 оценки канала. Модуль 7072 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода,извлекает опорный символ 5012 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение h22 из формулы 40(математическое выражение 40) и выводит сигнал 7082 оценки канала. Декодер 709 управляющей информации принимает сигнал 704 Х в полосе модулирующих частот и сигнал 704Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, обнаруживает символ 5001, который указывает схему передачи из фиг. 5, и выводит сигнал 710 информации схемы передачи для передающего устройства. Процессор 711 сигналов принимает сигналы 704X и 704Y в полосе модулирующих частот, сигналы 7061, 7062, 7081 и 7082 оценки канала и сигнал 710 информации схемы передачи в качестве ввода, выполняет обнаружение и декодирование и затем выводит принимаемые данные 712 1 и 7122. Далее подробно описываются операции процессора 711 сигналов из фиг. 7. Фиг. 8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора 711 сигналов, относящегося к настоящему варианту осуществления. Как показано, процессор 711 сигналов главным образом состоит из внутреннего MIMO-детектора,декодеров с мягким вводом и мягким выводом и формирователя коэффициентов. Непатентный документ 2 и непатентный документ 3 описывают схему итеративного декодирования с использованием этой структуры. MIMO-система, описанная в непатентном документе 2 и непатентном документе 3, являетсяMIMO-системой с пространственным мультиплексированием, хотя настоящий вариант осуществления отличается от непатентного документа 2 и непатентного документа 3 описанием MIMO-системы, которая регулярно изменяет фазу во времени при одновременном использовании идентичной матрицы предварительного кодирования. При рассмотрении (канальной) матрицы H(t) формулы 36 (математическое выражение 36), затем посредством допущения того, что матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования из фиг. 6 представляет собой F (здесь фиксированную матрицу предварительного кодирования, остающуюся неизменной для данного принимаемого сигнала), и допущения того, что формула для изменения фазы, используемая посредством модуля изменения фазы из фиг. 6, представляет собойY(t) (здесь Y(t) изменяется во времени t), затем вектор приема R(t)=(r1(t),r2(tT и потоковый вектор Здесь приемное устройство может использовать схемы декодирования непатентного документа 2 и 3 для R(t) посредством вычисления Н(t)Y(t)F. Соответственно формирователь 819 коэффициентов из фиг. 8 принимает сигнал 818 информации схемы передачи (соответствующий 710 из фиг. 7), указываемый посредством передающего устройства(информацию для указания используемой фиксированной матрицы предварительного кодирования и шаблона изменения фазы, используемого, когда изменяется фаза), и выводит сигнал 820 информации схемы обработки сигналов. Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал информации схемы обработки сигналов в качестве ввода и выполняет итеративное обнаружение и декодирование с использованием сигнала и своей взаимосвязи с формулой 48 (математическое выражение 48). Его операции описываются ниже. Модуль обработки, проиллюстрированный на фиг. 8, использует схему обработки, как проиллюстрировано посредством фиг. 10, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение). Во-первых, выполняется обнаружение одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s2. Как результат, декодер с мягким вводом и мягким выводом получает логарифмическое отношение правдоподобия каждого бита кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s2. Затем логарифмическое отношение правдоподобия используется для того, чтобы выполнять второй раунд обнаружения и декодирования. Эти операции выполняются многократно (эти операции в дальнейшем называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением. Следующее пояснение сосредоточено на схеме создания логарифмического отношения правдоподобия символа в конкретное время в одном кадре. На фиг. 8, запоминающее устройство 815 принимает сигнал 801X в полосе модулирующих частот(соответствующий сигналу 704 Х в полосе модулирующих частот из фиг. 7), группу 802 Х сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 7061 и 7062 оценки канала из фиг. 7), сигнал 801Y в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704Y в полосе модулирующих частот из фиг. 7) и группу 802Y сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 7081 и 7082 оценки канала из фиг. 7) в качестве ввода, выполняет (вычисляет) H(t)Y(t)F из формулы 48 (математическое выражение 48),чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение), и сохраняет результирующую матрицу в качестве преобразованной группы сигналов канала. Запоминающее устройство 815 затем выводит вышеописанные сигналы по мере необходимости, в частности, в качестве сигнала 816 Х в полосе модулирующих частот, группы 817 Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнала 816Y в полосе модулирующих частот и группы 817Y преобразованных сигналов оценки канала. Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения). Начальное обнаружение Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 801 Х в полосе модулирующих частот, группу 802 Х сигналов оценки канала, сигнал 801Y в полосе модулирующих частот и группу 802Y сигналов оценки канала в качестве ввода. Здесь,схема модуляции для модулированного сигнала (потока) s1 и модулированного сигнала (потока) s2 рассматривается как 16-QAM. Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет H(t)Y(t)F из групп 802 Х и 802Y сигналов оценки канала, тем самым вычисляя вариант сигнальной точки, соответствующий сигналу 801X в полосе модулирующих частот. Фиг. 11 представляет такое вычисление. На фиг. 11 каждая черная точка является вариантом сигнальной точки в IQ-плоскости. При условии, что схема модуляции представляет собой 16QAM, существуют 256 вариантов сигнальных точек. (Тем не менее, фиг. 11 является только представлением и не указывает все 256 вариантов сигнальных точек). Посредством допущения того, что четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале s1, представляют собой b0, b1, b2 и b3, и четыре бита,передаваемые в модулированном сигнале s2, представляют собой b4, b5, b6 и b7, варианты сигнальных точек, соответствующие (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), находятся на фиг. 11. Затем вычисляется квадрат евклидова расстояния между каждым вариантом сигнальной точки и каждой принимаемой сигнальной точкой 1101 (соответствующей сигналу 801X в полосе модулирующих частот). Квадрат евклидова расстояния между каждой точкой делится на дисперсию 2 шума. Соответственно вычисляется EX(b0, b1,b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, EX является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой,деленным на дисперсию шума. Здесь каждый из сигналов в полосе модулирующих частот и модулированных сигналов s1 и s2 является комплексным сигналом. Аналогично, внутренний MIMO-детектор 803 вычисляет H(t)Y(t)F из групп 802 Х и 802Y сигналов оценки канала, вычисляет варианты сигнальных точек, соответствующие сигналу 801Y в полосе модулирующих частот, вычисляет квадрат евклидова расстояния между каждым из вариантов сигнальных точек и принимаемыми сигнальными точками (соответствующими сигналу 801Y в полосе модулирующих частот) и делит квадрат евклидова расстояния на дисперсию 2 шума. Соответственно вычисляетсяEY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, EY является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума. Затем вычисляется EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)=Е(b0, b1, b2, b3,b4, b5, b6, b7). Внутренний MIMO-детектор 803 выводит E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) в качестве сигнала 804. Модуль 805 А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806 А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того,что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формуле 28 (математическое выраже- 16023186 ние 28), формуле 29 (математическое выражение 29) и в формуле 30 (математическое выражение 30), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3. Аналогично, модуль 805 А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806 В логарифмического правдоподобия. Модуль (807 А) обратного перемежения принимает сигнал 806 А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304 А) перемежения из фиг. 3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808 А логарифмического правдоподобия. Аналогично, модуль (807 В) обратного перемежения принимает сигнал 806 В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304 В) перемежения из фиг. 3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808 В логарифмического правдоподобия. Модуль 809 А вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808 А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302 А из фиг. 3, и выводит сигнал 810 А логарифмического отношения правдоподобия. Аналогично, модуль 809 В вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808 В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302 В из фиг. 3, и выводит сигнал 810 В логарифмического отношения правдоподобия. Декодер 811 А с мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810 А логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812 А правдоподобия. Аналогично, декодер с 811 В мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810 В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812 В правдоподобия. Итеративное декодирование (итеративное обнаружение), k итераций. Модуль (813 А) перемежения принимает k-1-е декодированное логарифмическое отношение 812 А правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814 А правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813 А) перемежения, является идентичным шаблону перемежения модуля (304 А) перемежения из фиг. 3. Другой модуль (813 В) перемежения принимает k-1-е декодированное логарифмическое отношение 812 В правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814 В правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством другого модуля (813 В) перемежения,является идентичным шаблону перемежения другого модуля (304 В) перемежения из фиг. 3. Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 816 Х в полосе модулирующих частот, группу 817 Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Y в полосе модулирующих частот, группу 817Y преобразованных сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814 А правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814 В правдоподобия в качестве ввода. Здесь сигнал 816 Х в полосе модулирующих частот, группа 817 Х преобразованных сигналов оценки канала,сигнал 816Y в полосе модулирующих частот и группа 817Y преобразованных сигналов оценки канала используются вместосигнала 801 Х в полосе модулирующих частот, группы 802 Х сигналов оценки канала, сигнала 801Y в полосе модулирующих частот и группы 802Y сигналов оценки канала, поскольку последние вызывают задержки вследствие итеративного декодирования. Операции итеративного декодирования внутреннего MIMO-детектора 803 отличаются от его операций начального обнаружения тем, что перемеженные логарифмические отношения 814 А и 814 В правдоподобия используются в обработке сигналов для первого. Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) таким же образом, как для начального обнаружения. Помимо этого, коэффициенты, соответствующие формуле 11 (математическое выражение 11) и формуле 32 (математическое выражение 32), вычисляются из перемеженных логарифмических отношений 814 А и 814 В правдоподобия. Значение E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) корректируется с использованием коэффициентов, вычисленных таким образом, чтобы получать E'(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), который выводится в качестве сигнала 804. Модуль 805 А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806 А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того,что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формулах 31-35 (математическое выражение 31 - математическое выражение 35), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3. Аналогично, модуль 805 В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806 А логарифмического правдоподобия. Операции, выполняемые посредством модуля обратного перемежения после этого, являются аналогичными операциям, выполняемым для начального обнаружения. Хотя фиг. 8 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов при выполнении итеративного обнаружения, эта структура не является полностью обязательной, поскольку улучшения для получения хорошего качества приема достижимы посредством только итеративного обнаружения. При условии, что присутствуют компоненты, необходимые для итеративного обнаружения, конфигурация не должна обязательно включать в себя модули 813 А и 813 В перемежения. В таком случае, внутренний MIMOдетектор 803 не выполняет итеративное обнаружение. Ключевой момент для настоящего варианта осуществления заключается в вычислении H(t)Y(t)F. Как показано в непатентном документе 5 и т.п., QR-разложение также может быть использовано для того, чтобы выполнять начальное обнаружение и итеративное обнаружение. Кроме того, как указано посредством непатентного документа 11, линейные операции на основе алгоритма MMSE (минимальной среднеквадратической ошибки) и ZF (форсирования нуля) могут выполняться на основе H(t)Y(t)F при выполнении начального обнаружения. Фиг. 9 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов, отличающегося от процессора по фиг. 8,который служит в качестве процессора сигналов для модулированных сигналов, передаваемых посредством передающего устройства из фиг. 4. Точка расхождения с фиг. 8 заключается в числе декодеров с мягким вводом и мягким выводом. Декодер 901 с мягким вводом и мягким выводом принимает сигналы 810 А и 810 В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Модуль 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода для распределения. В противном случае, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 8. Как описано выше, когда передающее устройство согласно настоящему варианту осуществления с использованием MIMO-системы передает множество модулированных сигналов из множества антенн,изменение фазы во времени при умножении на матрицу предварительного кодирования с тем, чтобы регулярно изменять фазу, приводит к повышению качества приема данных для приемного устройства вLOS-окружении, в котором прямые волны являются доминирующими, в отличие от традиционнойMIMO-системы с пространственным мультиплексированием. В настоящем варианте осуществления и, в частности, в конфигурации приемного устройства, число антенн ограничивается, и пояснения приводятся соответствующим образом. Тем не менее, вариант осуществления также может применяться к большему числу антенн. Другими словами, число антенн в приемном устройстве не влияет на операции или преимущества настоящего варианта осуществления. Кроме того, хотя LDPC-коды описываются в качестве конкретного примера, настоящий вариант осуществления не ограничен таким образом. Кроме того, схема декодирования не ограничена примером декодирования на основе сумм-произведений, приведенным для декодера с мягким вводом и мягким выводом. Также могут быть использованы другие схемы декодирования с мягким вводом и мягким выводом, такие как BCJR-алгоритм, SOVA и алгоритм максимального логарифмического преобразования. Подробности предоставляются в непатентном документе 6. Помимо этого, хотя настоящий вариант осуществления описывается с использованием схемы с одной несущей, ограничения в этом отношении не налагаются. Настоящий вариант осуществления также является применимым к передаче с несколькими несущими. Соответственно настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром,OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов), SC-FDMA (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), SC-OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов с одной несущей), вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, например, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом. Далее описывается пример, в котором OFDM используется в качестве схемы с несколькими несущими. Фиг. 12 иллюстрирует конфигурацию передающего устройства с использованием OFDM. На фиг. 12 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 3, используют идентичные ссылки с номерами. Связанный с OFDM процессор 1201 А принимает взвешенный сигнал 309 А в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202 А. Аналогично, связанный сOFDM процессор 1201 В принимает сигнал 309 В после изменения фазы в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202 А. Фиг. 13 иллюстрирует примерную конфигурацию связанных с OFDM процессоров 7001 А и 1201 В и т.п. из фиг. 12. Компоненты 1301 А-1310 А соответствуют 1201 А и 312 А из фиг. 12, в то время как компо- 18023186 ненты 1301 В-1310 В соответствуют 1201 В и 312 В. Преобразователь 1302 А из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301 А (соответствующего взвешенному сигналу 309 А из фиг. 12) и выводит параллельный сигнал 1303 А. Модуль 1304 А переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303 А в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305 А. Переупорядочение подробно описывается ниже. Модуль 1306 А IFFT (обратного быстрого преобразования Фурье) принимает переупорядоченный сигнал 1305 А в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307 А после IFFT. Беспроводной модуль 1308 А принимает сигнал 1307 А после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309 А. Модулированный сигнал 1309 А затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310 А. Преобразователь 1302 В из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301 В (соответствующего сигналу 309 В после изменения фазы из фиг. 12) и выводит параллельный сигнал 1303 В. Модуль 1304 В переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303 В в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305 В. Переупорядочение подробно описывается ниже.IFFT-модуль 1306 В принимает переупорядоченный сигнал 1305 В в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307 В после IFFT. Беспроводной модуль 1308 В принимает сигнал 1307 В после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309 В. Модулированный сигнал 1309 В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310 А. Передающее устройство из фиг. 3 не использует схему передачи с несколькими несущими. Таким образом, как показано на фиг. 6, изменение фазы выполняется для того, чтобы достигнуть периода (цикла) в четыре, и символы после изменения фазы размещаются относительно временной области. Как показано на фиг. 12, когда используется передача с несколькими несущими, такая как OFDM, в таком случае,естественно, предварительно кодированные символы после изменения фазы могут размещаться относительно временной области, как показано на фиг. 3, и это применяется к каждой (под-)несущей. Тем не менее, для передачи с несколькими несущими, компоновка также может быть в частотной области либо в частотной области и временной области. Далее описываются эти компоновки. Фиг. 14 А и 14 В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13. Частотные оси состоят из (под-)несущих 0-9. Модулированные сигналы z1 и z2 совместно используют единые времена (синхронизацию) и используют общую полосу частот. Фиг. 14 А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг. 14 В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Относительно символов взвешенного сигнала 1301 А, вводимого в преобразователь 1302 А из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой 0, 1, 2, 3 и т.д. Здесь, при условии,что пример рассматривает период (цикл) в четыре, 0, 1, 2 и 3 являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, 4n, 4n+1, 4n+2 и 4n+3 (n является ненулевым положительным целым числом) также являются эквивалентными одному периоду (циклу). Как показано на фиг. 14 А, символы 0, 1, 2, 3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам 0-9 предоставляется время 1, после чего следуют символы 10-19, которым предоставляется время 2 и т.д. с регулярной компоновкой. Следует отметить, что модулированные сигналы z1 иz2 являются комплексными сигналами. Аналогично, относительно символов взвешенного сигнала 1301 В, вводимого в преобразователь 1302 В из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой 0,1, 2, 3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, различное изменение фазы применяется к каждому из 0, 1, 2 и 3, которые являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, различное изменение фазы применяется к каждому из 4n, 4n+1, 4n+2 и 4n+3(n является ненулевым положительным целым числом), которые также являются эквивалентными одному периоду (циклу). Как показано на фиг. 14 В, символы 0, 1, 2, 3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам 0-9 предоставляется время 1, после чего следуют символы 10-19, которым предоставляется время 2 и т.д. с регулярной компоновкой. Группа 1402 символов, показанная на фиг. 14 В, соответствует одному периоду (циклу) символов,когда используется схема изменения фазы по фиг. 6. Символ 0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг. 6, символ 1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1 на фиг. 6, символ 2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2 на фиг. 6, и символ 3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3 на фиг. 6. Соответственно для любого символа x, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг. 6, когда x mod 4 равняется 0(т.е. когда остаток x, деленного на 4, равен 0, где mod является оператором по модулю), символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1 на фиг. 6, когда x mod 4 равняется 1, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2 на фиг. 6, когда x mod 4 равняется 2, и символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3 на фиг. 6, когда x mod 4 равняется 3. В настоящем варианте осуществления модулированный сигнал z1, показанный на фиг. 14 А, не подвергнут изменению фазы. В связи с этим, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, например, OFDM, и в отличие от передачи с одной несущей символы могут размещаться относительно частотной области. Конечно, схема компоновки символов не ограничена схемами, проиллюстрированными посредством фиг. 14 А и 14 В. Дополнительные примеры показаны на фиг. 15 А, 15 В, 16 А и 16 В. Фиг. 15 А и 15 В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14 А и 14 В. Фиг. 15 А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг. 15 В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг. 15 А и 15 В отличаются от фиг. 14 А и 14 В тем, что различные схемы упорядочения применяются к символам модулированного сигнала z1 и к символам модулированного сигнала z2. На фиг. 15 В символы 0-5 размещаются в несущих 4-9, символы 6-9 размещаются в несущих 0-3, и эта компоновка повторяется для символов 10-19. Здесь, как показано на фиг. 14 В, группа 1502 символов, показанная на фиг. 15 В, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг. 6. Фиг. 16 А и 16 В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14 А и 14 В. Фиг. 16 А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг. 16 В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг. 16 А и 16 В отличаются от фиг. 14 А и 14 В тем, что тогда как фиг. 14 А и 14 В показывают символы, размещаемые в последовательных несущих, фиг. 16 А и 16 В не размещают символы в последовательных несущих. Очевидно, для фиг. 16 А и 16 В различные схемы упорядочения могут применяться к символам модулированного сигнала z1 и к символам модулированного сигнала z2, аналогично фиг. 15 А и 15 В. Фиг. 17 А и 17 В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схем переупорядочения символов из фиг. 14 А-16 В. Фиг. 17 А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, и фиг. 17 В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Хотя фиг. 14 А-16 В показывают символы, размещаемые относительно частотной оси, фиг. 17 А и 17 В совместно используют частотные и временные оси в одной компоновке. Хотя фиг. 6 описывает пример, в котором изменение фазы выполняется в периоде (цикле) в четыре временных кванта, следующий пример описывает период (цикл) в восемь временных квантов. На фиг. 17 А и 17 В группа 1702 символов является эквивалентной одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы (т.е. восьми символам), так что символ 0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u, символ 1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, символ 2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, символ 3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, символ 4 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, символ 5 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5,символ 6 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6, и символ 7 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7. Соответственно для любого символа x, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u, когда x mod 8 равняется 0, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, когда x mod 8 равняется 1, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, когда x mod 8 равняется 2, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, когда x mod 8 равняется 3, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, когда x mod 8 равняется 4, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5, когда x mod 8 равняется 5, символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6,когда x mod 8 равняется 6, и символ x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7, когда x mod 8 равняется 7. На фиг. 17 А и 17 В четыре временных кванта вдоль временной оси и два временных кванта вдоль частотной оси используются всего для 42=8 временных квантов,- 20023186 в которых размещается один период (цикл) символов. Здесь, при условии mn символов в расчете на каждый период (цикл) (т.е. mn различных фаз доступны для умножения), в таком случае n временных квантов (несущих) в частотной области и m временных квантов во временной области должны быть использованы для того, чтобы размещать символы каждого периода (цикла), так что mn. Это обусловлено тем, что фаза прямых волн медленно колеблется во временной области относительно частотной области. Соответственно настоящий вариант осуществления выполняет регулярное изменение фазы, которое уменьшает влияние устойчивых прямых волн. Таким образом, период (цикл) изменения фазы должен предпочтительно уменьшать колебания прямых волн. Соответственно m должен превышать n. С учетом вышеизложенного, совместное использование временной и частотной областей для переупорядочения,как показано на фиг. 17 А и 17 В, является предпочтительным для использования любой одной из частотной области или временной области вследствие большой вероятности становления прямых волн регулярными. Как результат, преимущества настоящего изобретения получаются проще. Тем не менее, переупорядочение в частотной области может приводить к выигрышу от разнесения вследствие такого факта,что колебания в частотной области являются резкими. В связи с этим, совместное использование частотной и временной областей для переупорядочения не всегда является идеальным. Фиг. 18 А и 18 В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 17 А и 14 В. Фиг. 18 А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг. 18 В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Подобно фиг. 17 А и 17 В, фиг. 18 А и 18 В иллюстрируют совместное использование временной и частотной областей. Тем не менее, в отличие от фиг. 17 А и 17 В, на которых приоритезируется частотная область, а временная область используется для вторичной компоновки символов, фиг. 18 А и 18 В приоритезируют временную область и используют частотную область для вторичной компоновки символов. На фиг. 18 В группа 1802 символов соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы. На фиг. 17 А, 17 В, 18 А и 18 В схема упорядочения, применяемая к символам модулированного сигнала z1 и символам модулированного сигнала z2, может быть идентичной или может отличаться, аналогично фиг. 15 А и 15 В. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема. Кроме того, на фиг. 17 А, 17 В, 18 А и 18 В символы могут размещаться непоследовательно, аналогично фиг. 16 А и 16 В. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема. Фиг. 22 указывает частоту на горизонтальной оси и время на вертикальной оси и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301 А и 1301 В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от вышеприведенной. Фиг. 22 иллюстрирует схему регулярного изменения фазы с использованием четырех временных квантов, аналогичных временам u=u+3 из фиг. 6. Отличительный признак фиг. 22 заключается в том, что хотя символы переупорядочиваются относительно частотной области, при считывании вдоль временной оси периодический сдвиг в n (n=1 в примере по фиг. 22) символов является очевидным. Группа 2210 символов частотной области на фиг. 22 указывает четыре символа, к которым изменение фазы применяется во времена u=u+3 из фиг. 6. Здесь символ 0 получается через изменение фазы во время u, символ 1 получается через изменение фазы во время u+1, символ 2 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 3 получается через изменение фазы во время u+3. Аналогично, для группы 2220 символов частотной области, символ 4 получается через изменение фазы во время u, символ 5 получается через изменение фазы во время u+1, символ 6 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 7 получается через изменение фазы во время u+3. Вышеописанное изменение фазы применяется к символу во время 1. Тем не менее, чтобы применять периодический сдвиг во временной области, следующие изменения фазы применяются к группам 2201, 2202, 2203 и 2204 символов. Для группы 2201 символов временной области символ 0 получается через изменение фазы во время u, символ 9 получается через изменение фазы во время u+1, символ 18 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 27 получается через изменение фазы во время u+3. Для группы 2202 символов временной области символ 28 получается через изменение фазы во время u, символ 1 получается через изменение фазы во время u+1, символ 10 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 19 получается через изменение фазы во время u+3. Для группы 2203 символов временной области символ 20 получается через изменение фазы во время u, символ 29 получается через изменение фазы во время u+1, символ 2 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 11 получается через изменение фазы во время u+3. Для группы 2204 символов временной области символ 12 получается через изменение фазы во время u, символ 21 получается через изменение фазы во время u+1, символ 30 получается через изменение фазы во время u+2, и символ 3 получается через изменение фазы во время u+3. Отличительный признак фиг. 22 наблюдается в том, что при рассмотрении символа 11 в качестве примера два его соседних символа, имеющие одинаковое время в частотной области (10 и 12), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа 11, и два его соседних символа, имеющие идентичную несущую во временной области (2 и 20), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа 11. Это поддерживается не только для символа 11, но также и для любого символа, имеющего два соседних символа в частотной области и временной области. Соответственно фактически выполняется изменение фазы. Это с очень высокой вероятностью повышает качество приема данных, поскольку влияние от регуляризации прямых волн в меньшей степени относится к приему. Хотя фиг. 22 иллюстрирует пример, в котором n=1, изобретение не ограничено таким образом. То же самое может применяться к случаю, в котором n=3. Кроме того, хотя фиг. 22 иллюстрирует реализацию вышеописанных преимуществ посредством размещения символов в частотной области и усовершенствования во временной области таким образом, чтобы достигнуть характерного преимущества придания периодического сдвига порядку компоновки символов, символы также могут размещаться произвольно (или регулярно) для идентичной цели. Вариант 2 осуществления. В варианте 1 осуществления, описанном выше, изменение фазы применяется к взвешенному (предварительно кодированному с помощью фиксированной матрицы предварительного кодирования) сигналу z(t). Следующие варианты осуществления описывают различные схемы изменения фазы, посредством которых могут быть получены преимущества варианта 1 осуществления. В вышеописанном варианте осуществления, как показано на фиг. 3 и 6, модуль 317 В изменения фазы выполнен с возможностью осуществлять изменение фазы только для одного из сигналов, выводимых посредством модуля 600 взвешивания. Тем не менее, изменение фазы также может применяться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля 600 взвешивания. В дополнение к компонентам, проиллюстрированным на фиг. 6, передающее устройство также может показывать модуль 600 взвешивания перед модулем 317 В изменения фазы, как показано на фиг. 25. В таких случаях возможна следующая конфигурация. Модуль 317 В изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы относительно сигнала s2(t) в полосе модулирующих частот, для которого выполнено преобразование согласно выбранной схеме модуляции, и выводит s2'(t)=s2(t)y(t) (где y(t) варьируется во времени t). Модуль 600 взвешивания выполняет предварительное кодирование для s2't, выводит z2(t)=W2s2'(t) (см. формулу 42 (математическое выражение 42, и затем передается результат. Альтернативно, изменение фазы может выполняться для обоих модулированных сигналов s1(t) иs2(t). В связи с этим передающее устройство выполнено с возможностью включать в себя модуль изменения фазы, принимающий оба сигнала, выводимых посредством модуля 600 взвешивания, как показано на фиг. 26. Аналогично модулю 317 В изменения фазы, модуль 317 А изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы для сигнала, вводимого в него, и по сути изменяет фазу сигнала z1'(t), предварительно кодированного посредством модуля взвешивания. Сигнал z1(t) после изменения фазы затем выводится в передающее устройство. Тем не менее, скорость изменения фазы, применяемая посредством модулей 317 А и 317 В изменения фазы, варьируется одновременно, чтобы выполнять изменение фазы, показанное на фиг. 26. (Далее описывается неограничивающий пример схемы изменения фазы). Для времени и модуль 317 А изменения фазы из фиг. 26 выполняет изменение фазы так, что z1(t)=y1(t)z1'(t), в то время как модуль 317 В изменения фазы выполняет изменение фазы так, что z2(t)=y2(t)z2'(t). Например, как показано на фиг. 26, для времени u, y1(u)=ej0 и y2(u)=e-j/2, для времени u+1, y1(u+1)=ej/4 и y2(u+1)=е-j3/4, и для времени u+k,y1(u+k)=ejk/4 и y2(u+k)=ej(k3/4-/2). Здесь период (цикл) регулярного изменения фазы может быть идентичным для обоих модулей 317 А и 317 В изменения фазы либо может варьироваться для каждого из них. Кроме того, как описано выше, изменение фазы может выполняться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля взвешивания. В таком случае, передающее устройство должно быть сконфигурировано так, как проиллюстрировано на фиг. 27. Когда выполняется изменение фазы для обоих модулированных сигналов, каждый из передаваемых сигналов представляет собой, например, управляющую информацию, которая включает в себя информацию относительно шаблона изменения фазы. Посредством получения управляющей информации приемное устройство знает схему изменения фазы, посредством которой передающее устройство регулярно варьирует изменение, т.е. шаблон изменения фазы, и тем самым имеет возможность корректно демодулировать (декодировать) сигналы. Затем разновидности примерных конфигураций, показанных на фиг. 6 и 25, описываются со ссылкой на фиг. 28 и 29. Фиг. 28 отличается от фиг. 6 включением информации 2800 активации/деактивации изменения фазы, а также тем, что изменение фазы выполняется только для одного из z1'(t) и z2'(t) (т.е. выполняется для одного из z1' (t) и z2' (t), которые имеют идентичное время или общую частоту). Соответственно, чтобы выполнять изменение фазы для одного из z1'(t) и z2 ' (t), модули 317 А и 317 В измене- 22023186 ния фазы, показанные на фиг. 28, могут быть активированными и выполнять изменение фазы или деактивированными и не выполнять изменение фазы. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы является управляющей информацией для вышеозначенного. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы выводится посредством формирователя 314 информации схемы обработки сигналов, показанного на фиг. 3. Модуль 317 А изменения фазы по фиг. 28 изменяет фазу, чтобы формировать z1(t)=y1(t)z1'(t), в то время как модуль 317 В изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать z2(t)=y2(t)z2'(t). Здесь изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z1'(t). (Между тем, фаза z2'(t) не изменяется.) Соответственно для времени u, y1(u)=ej0 и y2(u)=1, для времени u+1,y1(u+1)=ej/2 и у 2(u+1)=1, для времени u+2, y1(u+2)=ej и y2(u+2)=1 и для времени u+3, y1(u+3)=ej3/2 иy2(u+3)=1. Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z2'(t). (Между тем, фаза z1'(t) не изменяется.) Соответственно для времени u+4, y1(u+4)=1 и y2(u+4)=ej0, для времениy2(u+7)=ej3/2. Соответственно с учетом вышеприведенных примеров для любого времени 8k, y1(8k)=ej0 и у 2(8k)=1,для любого времени 8k+1, y1(8k+1)=е 3/2 и у 2(8k+1)=1,для любого времени 8k+2, y1(8k+2)=ej и у 2(8k+2)=1,для любого времени 8k+3, y1(8k+3)=ej3/2 и у 2(8k+3)=1,для любого времени 8k+4, y1(8k+4)=1 и у 2(8k+4)=ej0,для любого времени 8k+5, y1(8k+3)=1 и у 2(8k+5)=ej/2,для любого времени 8k+6, y1(8k+6)=1 и у 2(8k+6)=ej и для любого времени 8k+7, y1(8k+7)=1 и у 2(8k+7)=ej3/2. Как описано выше, существуют два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только для z1'(t), и один, в котором изменение фазы выполняется только для z2'(t). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для z1'(t), и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для z2'(t), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для z1'(t), и затем выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для z2'(t), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для z1'(t) и для z2'(t) в любом порядке (например, изменение фазы может чередоваться между выполнением для z1'(t) и для z2'(t) или может выполняться в произвольном порядке). Модуль 317 А изменения фазы по фиг. 29 изменяет фазу, чтобы формировать s1'(t)=y1(t)s1(t), в то время как модуль 317 В изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать s2'(t)=y2(t)s2(t). Здесь, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z1'(t). (Между тем, s2(t) остается неизменным). Соответственно для времени u, y1(u)=ej0 и y2(u)=1, для времени u+1,y1(u+1)=ej/2 и у 2(u+1)=1, для времени u+2, y1(u+2)=ej и y2(u+2)=1, и для времени u+3, y1(u+3)=ej3/2 иy2(u+3)=1. Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к s2(t). (Между тем, s1(t) остается неизменным.) Соответственно для времени u+4, y1(u+4)=1 и y2(u+4)=ej0, для времениy2(u+7)=ej3/2. Соответственно с учетом вышеприведенных примеров для любого времени 8k, y1(8k)=ej0 и у 2(8k)=1,для любого времени 8k+1, y1(8k+1)=ej/2 и у 2(8k+1)=1,для любого времени 8k+2, y1(8k+2)=ej и у 2(8k+2)=1,для любого времени 8k+3, y1(8k+3)=ej3/2 и у 2(8k+3)=1,для любого времени 8k+4, y1(8k+4)=1 и у 2(8k+4)=ej0,для любого времени 8k+5, y1(8k+5)=1 и у 2(8k+5)=ej/2,для любого времени 8k+6, y1(8k+6)=1 и у 2(8k+6)=ej и для любого времени 8k+7, y1(8k+7)=1 и у 2(8k+7)=ej3/2. Как описано выше, существует два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только для s1(t), и один, в котором изменение фазы выполняется только для s2 (t). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для s1(t), и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для s2(t), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для s1(t), и затем выполнение изменения фазы, имеюще- 23023186 го период (цикл) в четыре, только для s2(t), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для s1(t) и для s2(t) в любом порядке (например, могут чередоваться между выполнением для s1(t) и для s2(t) или могут выполняться в произвольном порядке). Соответственно состояния приема, при которых приемное устройство принимает каждый передаваемый сигнал z1(t) и z2(t), уравновешиваются. Посредством периодического переключения фазы символов в принимаемых сигналах z1(t) и z2(t) может быть повышена способность кодов с коррекцией ошибок корректировать ошибки, тем самым повышая качество принимаемого сигнала в LOS-окружении. Соответственно вариант 2 осуществления, как описано выше, позволяет получать результаты, идентичные результатам вышеописанного варианта 1 осуществления. Хотя настоящий вариант осуществления использует схему с одной несущей, т.е. изменение фазы во временной области, в качестве примера, ограничения в этом отношении не налагаются. Идентичные преимущества также являются достижимыми с использованием передачи с несколькими несущими. Соответственно настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы в качестве изменения фазы относительно временной области t, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение схемы изменения фазы во временной области t, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена t на f(причем f является под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы относительно временной области и частотной области. Соответственно, хотя фиг. 6, 25, 26 и 27 иллюстрируют изменения фазы во временной области, замена времени t на несущую f на каждом из фиг. 6, 25, 26 и 27 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, например, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом. Вариант 3 осуществления. Варианты 1 и 2 осуществления, описанные выше, поясняют регулярные изменения фазы. Вариант 3 осуществления описывает схему предоставления возможности приемному устройству получать хорошее качество принимаемого сигнала для данных, независимо от расположения приемного устройства, посредством учета местоположения приемного устройства относительно передающего устройства. Вариант 3 осуществления относится к компоновке символов в сигналах, получаемых через изменение фазы. Фиг. 31 иллюстрирует пример конфигурации кадра для части символов в сигнале в частотновременной области с учетом схемы передачи, в которой регулярное изменение фазы выполняется для схемы с несколькими несущими, такой как OFDM. Во-первых, поясняется пример, в котором изменение фазы выполняется для одного из двух сигналов в полосе модулирующих частот, предварительно кодированных так, как пояснено в варианте 1 осуществления (см. фиг. 6).(Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение фазы во временной области, переключение времени t на несущую f на фиг. 6 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (t) на(t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменений фазы для частотно-временных блоков.) Фиг. 31 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2', который вводится в модуль 317 В изменения фазы из фиг. 12. Каждый квадрат представляет один символ (хотя оба сигнала s1 иs2 включаются для целей предварительного кодирования, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, может быть использован только один из сигналов s1 и s2). Рассмотрим символ 3100 в несущей 2 и во время 2 по фиг. 31. Несущая, описанная в данном документе, альтернативно может называться поднесущей. В несущей 2 существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время 2, и характеристиками канала для ближайших соседних во временной области символов относительно времени 2, т.е. для символа 3013 во время 1 и символа 3101 во время 3 в несущей 2. Аналогично, для времени 2, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время 2, и характеристиками канала для ближайших соседних в частотной области символов относительно несущей 2, т.е. для символа 3104 в несущей 1, время 2, и символа 3104 во время 2, несущая 3. Как описано выше, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для сим- 24023186 вола 3100 и характеристиками канала для символов 3101, 3102, 3103 и 3104. Настоящее описание рассматривает N различных фаз (N является целым числом, N2) для умножения в схеме передачи, в которой регулярно изменяется фаза. Символы, проиллюстрированные на фиг. 31,указываются, например, как ej0. Это означает, что данный символ является сигналом z2' из фиг. 6, подвергнутым изменению фазы через умножение на ej0. Иными словами, значения, указываемые на фиг. 31 для каждого из символов, являются значениями y(t) из формулы 42 (математическое выражение 42), которые также являются значениями z2(t)=у 2(t)z2'(t), описанными в варианте 2 осуществления. Настоящий вариант осуществления использует преимущество высокой корреляции в характеристиках канала, существующей между соседними символами в частотной области и/или соседними символами во временной области в компоновке символов, обеспечивающей получение высокого качества приема данных посредством приемного устройства, принимающего символы с измененной фазой. Чтобы достигнуть этого высокого качества приема данных, требуются условия 1 и 2. Условие 1. Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, например, OFDM, время X, несущая Y являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y. Условие 2. Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, например, OFDM, время X, несущая Y являются символом данных, соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1 также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1. В идеале, символы данных, удовлетворяющие условию 1, должны присутствовать. Аналогично,символы данных, удовлетворяющие условию 2, должны присутствовать. Причины поддержки условий 1 и 2 заключаются в следующем. Очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А во временной области, как описано выше. Соответственно, когда три соседних символа во временной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования. Аналогично, очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А в частотной области, как описано выше. Соответственно, когда три соседних символа в частотной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования. При комбинировании условий 1 и 2 наилучшее качество приема данных является, вероятно, достижимым для приемного устройства. Соответственно может извлекаться следующее условие 3. Условие 3. Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, например, OFDM, время X, несущая Y являются символом данных, соседние символы во временной области, т.е. во время Х-1, несущая Y и во время Х+1, несущаяY также являются символами данных, и соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущаяY-1 и во время X, несущая Y+1 также являются символами данных, и различное изменение по фазе должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот,- 25023186 соответствующего каждому из пяти символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигналаz2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1, во время X, несущая Y+1, во время Х-1, несущая Y и во время Х+1, несущая Y. Здесь различные изменения по фазе заключаются в следующем. Изменения по фазе задаются от 0 радиан до 2 радиан. Например, для времени X, несущей Y, изменение фазы ejX,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, для времени Х-1, несущей Y, изменение фазы ejX-1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, для времени Х+1, несущей Y, изменение фазы ejX+1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, так что 0X,Y2,0X-1,Y2 и 0X+1,Y2, при этом все единицы задаются в радианах. Соответственно для условия 1 из этого следует, что X,YX-1,YX,YX+1,Y и что X-1,YX+1,Y. Аналогично, для условия 2 из этого следует,что X,YX,Y-1, X,YX,Y+1 и что X,Y-1X,Y+1. Также для условия 3 из этого следует, что X,YX-1,Y,X,YX+1,Y, X,YX,Y-1, X,YX,Y-1, X-1,YX+1,Y, X-1,YX,Y-1, X-1,YX+1,Y, X+1,YX-1,Y, X+1,Y X,Y+1 и чтоX,Y-1X,Y+1. В идеале, символ данных должен удовлетворять условию 3. Фиг. 31 иллюстрирует пример условия 3, когда символ А соответствует символу 3100. Символы размещаются так, что фаза, на которую умножается предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, отличается для символа 3100, для его обоих соседних символов 3101 и 3102 во временной области и для его обоих соседних символов 3102 и 3104 в частотной области. Соответственно, несмотря на снижение качества принимаемого сигнала символа 3100 для приемного устройства, хорошее качество сигнала очень вероятно для соседних сигналов, тем самым гарантируя хорошее качество сигнала после коррекции ошибок. Фиг. 32 иллюстрирует компоновку символов, полученную через изменения фазы при этих условиях. Как видно из фиг. 32, относительно любого символа данных, различное изменение по фазе применяется к каждому соседнему символу во временной области и в частотной области. В связи с этим может быть повышена способность приемного устройства корректировать ошибки. Другими словами, на фиг. 32, когда все соседние символы во временной области являются символами данных, условие 1 удовлетворяется для всех X и всех Y. Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, условие 2 удовлетворяется для всех X и всех Y. Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, а все соседние символы во временной области являются символами данных, условие 3 удовлетворяется для всех X и всех Y. Далее описывается пример, в котором изменение фазы выполняется для двух предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, как пояснено в варианте 2 осуществления (см. фиг. 26). Когда выполняется изменение фазы для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот и предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как показано на фиг. 26, возможны несколько схем изменения фазы. Подробности поясняются ниже. Схема 1 заключает в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигнуть изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в 10,применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям 1, 2 и 3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей,варьируется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять,также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг. 33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. На фиг. 33,для периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время 1, значение изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, составляет ej0. Затем для следующего периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время 2, значение изменения по фазе,выполняемого для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, составляет ej/9 и т.д. Символы, проиллюстрированные на фиг. 33, указываются, например, как ej0. Это означает, что данный символ является сигналом z1' из фиг. 26, для которого применено изменение по фазе через умножение на ej0. Иными словами, значения, указываемые на фиг. 33 для каждого из символов, являются значе- 26023186 ниями z1'(t)=y2(t)z1'(t), описанными в варианте 2 осуществления для y1(t). Как показано на фиг. 33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, так что значение после изменения фазы меняется в зависимости от номера каждого периода (цикла). (Как описано выше, на фиг. 33, значение составляет ej0 для первого периода (цикла), ej/9 для второго периода (цикла) и т.д.) Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета изменения по фазе, применяемого к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Соответственно может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Схема 2 заключает в себе изменение по фазе предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигнуть изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32 изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше,чтобы удовлетворять условиям 1, 2 и 3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, варьируется во времени.(Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять, также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг. 30, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, отличается от изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, наличием периода (цикла) в три, а не в десять. Символы, проиллюстрированные на фиг. 30, указываются, например, как ej0. Это означает, что данный символ является сигналом z1' из фиг. 26, для которого применено изменение по фазе через умножение на ej0. Иными словами, значения, указываемые на фиг. 30 для каждого из символов, являются значениями z1(t)=y1(t)z1'(t), описанными в варианте 2 осуществления для y1(t). Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но посредством учета изменений по фазе,применяемых к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот, период (цикл) может быть фактически задан равным эквивалентным 30 для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Соответственно может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Эффективный способ применять схему 2 состоит в том, чтобы выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в N и выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в М, так что N и M являются взаимно простыми. В связи с этим,посредством учета обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот период (цикл) в NM является легко достижимым, фактически задавая период (цикл) большим, когдаN и M являются взаимно-простыми. Выше описан пример схемы изменения фазы, относящейся к варианту 3 осуществления. Настоящее изобретение не ограничено таким образом. Как пояснено для вариантов 1 и 2 осуществления, изменение по фазе может выполняться относительно частотной области или временной области либо для частотновременных блоков. Аналогичное повышение качества приема данных может быть получено для приемного устройства во всех случаях. То же самое также применяется к кадрам, имеющим конфигурацию, отличную от конфигурации,описанной выше, в которой пилотные символы (SP (рассеянный пилотный сигнал) и символы, передающие управляющую информацию, вставляются между символами данных. Подробности изменения по фазе в таких случаях следующие. Фиг. 47 А и 47 В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2'(предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 47 А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 47 В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 47 А и 47 В 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 47 А и 47 В, аналогично фиг. 6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала z1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг. 6 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков.) Соответственно числовые значения, указываемые на фиг. 47 А и 47 В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов предварительно кодированного сигнала z1' (z1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них. Ключевой момент фиг. 47 А и 47 В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2.) Соответственно изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'. Фиг. 48 А и 48 В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2'(предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 48 А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 47 В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 48 А и 48 В, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 48 А и 48 В, аналогично фиг. 26, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг. 26 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг. 26 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотновременных блоков.) Соответственно числовые значения, указываемые на фиг. 48 А и 48 В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z1' и z2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Ключевой момент по фиг. 47 состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2.) Соответственно изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'. Фиг. 49 А и 49 В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2'(предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 49 А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 49 В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 49 Аи 49 В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами,для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 49 А и 49 В отличаются от фиг. 47 А и 47 В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие,на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'. Фиг. 49 А и 49 В, аналогично фиг. 6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала z1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг. 6 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков.) Соответственно числовые значения, указываемые на фиг. 49 А и 49 В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот после того, как выполняется изменение фазы. Значения для символов предварительно кодированного сигнала z1' (z1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку не выполняется изменение фазы. Ключевой момент фиг. 49 А и 49 В состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2.) Соответственно изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'. Фиг. 50 А и 50 В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2'(предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 50 А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 50 В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 50 А и 50 В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами,для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение фазы. Фиг. 50 А и 50 В отличаются от фиг. 48 А и 48 В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие,на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'. Фиг. 50 А и 50 В, аналогично фиг. 26, указывают компоновку символов, когда изменение фазы применяется к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг. 26 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг. 26 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, a f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков.) Соответственно числовые значения, указываемые на фиг. 50 А и 50 В для каждого из символов,являются значениями предварительно кодированного сигнала z1' и z2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы. Ключевой момент фиг. 50 А и 50 В состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'. Фиг. 51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 47 А, 47 В, 49 А и 49 В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям по фиг. 4, используют идентичные опорные символы. На фиг. 51 модули 308 А и 308 В взвешивания и модуль 317 В изменения фазы работают только в моменты времени, указываемые посредством сигнала 313 конфигурации кадра, соответствующие символам данных. На фиг. 51 формирователь 5101 пилотных символов (который также формирует нулевые символы) выводит сигналы 5102 А и 5102 В в полосе модулирующих частот для пилотного символа каждый раз,когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ). Хотя не указано в конфигурациях кадра из фиг. 47 А-50 В, когда не выполняется предварительное кодирование (или сдвиг фаз), например, при передаче модулированного сигнала с использованием только одной антенны (так что другая антенна не передает сигнал), или при использовании схемы передачи с пространственно-временным кодированием (в частности, пространственно-временным блочным кодированием), чтобы передавать символы управляющей информации, в таком случае сигнал 313 конфигурации кадра принимает символы 5104 управляющей информации и управляющую информацию 5103 в качестве ввода. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ управляющей информации, выводятся его сигналы 5102 А и 5102 В в полосе модулирующих частот. Беспроводные модули 310 А и 310 В по фиг. 51 принимают множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирают требуемый сигнал в полосе модулирующих частот согласно сигналу 313 конфигурации кадра. Беспроводные модули 310 А и 310 В затем применяют обработкуOFDM-сигналов и выводят модулированные сигналы 311 А и 311 В, соответствующие конфигурации кадра. Фиг. 52 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 48 А, 48 В, 50 А и 50 В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям из фиг. 4 и 51, используют идентичные опорные символы. Фиг. 51 показывает дополнительный модуль 317 А изменения фазы, который работает только