Преобразование сигнала с импульсно-кодовой модуляцией в сигнал с широтно-импульсной модуляцией с равномерным распределением

1 Изобретение относится к способу, используемому при коррекции нелинейности и шумовых характеристик при осуществлении преобразования сигнала с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ) в сигнал с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) с равномерным распределением. Указанное преобразование цифрового сигнала в сигнал, модулированный по длительности импульса, может быть с выгодой использовано в случае усилителей мощности класса D. При использовании цифровых источников звукового сигнала, таких как устройства воспроизведения с компакт-дисков, в которых звуковые сигналы используют ИКМ, преобразование ИКМ сигналов в ШИМ сигналы весьма выгодно с точки зрения усилителя класса D. Основным достоинством усилителя класса D является очень высокий КПД, в результате чего такой усилитель может иметь малый вес и в то же время вырабатывать весьма высокую выходную мощность. Для усилителя класса D может быть обеспечен КПД порядка 95%. Кроме того, соединение цифрового источника звукового сигнала с усилителем класса D позволяет избежать аналоговой обработки сигнала, что обеспечивает преимущества при обработке сигналов. Таким образом, желательно иметь возможность преобразования ИКМ сигнала в ШИМ сигнал без изменения информации, содержащейся в ИКМ сигнале, в процессе такого преобразования. Уже в течение многих лет известно, что преобразование ИКМ сигнала в ШИМ сигнал представляет собой нелинейный процесс. Различные способы предлагались для коррекции такой нелинейности, что принципиально необходимо в случае, когда цифровой источник звукового сигнала, такой как устройство воспроизведения с компакт-дисков, должен использоваться совместно с усилителем, на который в качестве входного сигнала подается ШИМ сигнал. Помимо нелинейности, внутренне присущей процессу преобразования ИКМ сигнала в ШИМ сигнал, данное преобразование приводит к генерации шумов, которые также должны быть скорректированы, если необходимо надлежащим образом воспроизвести исходную информацию, содержащуюся в источнике цифрового сигнала. Возникновение шумов связано с тем, что ШИМ сигнал желательным образом формируется как цифровой сигнал. Это означает, что все переключения логических уровней происходят синхронно с битовым тактовым сигналом,имеющим ограниченную частоту. Таким образом, ШИМ сигнал с равномерным распределением должен иметь возможность формироваться цифровой схемой, следствием чего является грубое квантование и, тем самым, шумы. 2 Ниже приведены примеры способов, направленных на исключение источников ошибок,возникающих при преобразовании ИКМ сигнала в ШИМ сигнал. К таким способам следует отнести использование супердискретизации (дискретизации с повышенной частотой), означающей, что частота переключения значительно выше, чем это необходимо в соответствии с теоремой Котельникова (теоремой о дискретном представлении),при генерировании ШИМ сигнала из ИКМ сигнала. Однако слишком высокая супердискретизация нежелательна в практических применениях, поскольку она неизбежно сопровождается шумами. Проблемы возникают главным образом в выходном каскаде усилителя класса D,который должен переключаться с соответствующим быстродействием. Хотя, как упомянуто выше, шумы, называемые также шумами квантования, могут быть снижены за счет использования так называемого формирования шумового сигнала, при котором шумы квантования на высоких частотах усиливаются, в то время как шумы на более низких частотах удаляются, однако, взаимодействие шумов квантования с нелинейной ШИМ приводит к генерированию так называемых интермодуляционных шумов, создавая новый источник ошибок в виде интермодуляционных шумов, генерируемых в результате упомянутого формирования шума. Это приводит к тому, что полезный эффект от формирования шума снижается. В публикации международной заявкиWO 92/15153 описан способ коррекции нелинейности и коррекции детерминированных искажений, а также интермодуляционных шумов. В этом способе применяется множество сложных схем, включая таблицы преобразования(перекодировки), используемые для определения параметров, в цепи обратной связи для подавления детерминированных искажений и интермодуляционных шумов. На практике, однако, необходимо использовать таблицы преобразования значительной протяженности, что весьма нелегко реализовать для ИКМ сигналов разрядностью 16-24 бит. В публикации международной заявкиWO 92/11699 описан способ выравнивания, основанный на моделировании естественным образом дискретизированной ШИМ. Данный способ не оказывает влияния на неизбежно возникающие интермодуляционные шумы, а также иные возможные шумы, генерируемые при использовании так называемой ШИМ с квазисимметричным равномерным распределением (например, двусторонней, симметричной). В качестве отправной точки для изобретения желательно разработать новый улучшенный способ моделирования и тем самым прогнозирования нелинейности процесса преобразования ИКМ в ШИМ. 3 Как очевидно из нижеследующего, было найдено, что использование так называемых фильтров Хаммерштейна, которые в основном состоят из статической нелинейности с последующим линейным инвариантным во времени фильтром, весьма эффективно для коррекции различных источников ошибок, возникающих в процессе преобразования ИКМ в ШИМ. Из таких источников ошибок в связи с настоящим изобретением представляют интерес следующие четыре источника ошибок: 1. Шумы квантования, обусловленные дискретизацией по времени информации, содержащейся в длительности импульса. 2. Интермодуляционные шумы, создаваемые в результате ШИМ, вследствие квантования и формирования шума. 3. Шумы, обусловленные использованием ШИМ с квазисимметричным равномерным распределением. 4. Детерминированные гармонические искажения. Таким образом, желательно создать схемы коррекции, назначением которых является коррекция перечисленных выше источников ошибок 1-4. Как очевидно из нижеследующего, источники ошибок 1-3 будут корректироваться с использованием простых цепей обратной связи, в то время как источник ошибок 4 будет корректироваться с помощью цепей прямой связи. Задача изобретения заключается в создании способа, предназначенного для использования при корректировке ошибок, возникающих при преобразовании ИКМ в ШИМ, с обеспечением при этом минимизации нелинейностей и шумов, которые неизбежно возникают при таком преобразовании. Указанный результат достигается созданием схемы моделирования известной нелинейности процесса преобразования ИКМ в ШИМ,причем указанная схема моделирования образована параллельно соединенными фильтрами Хаммерштейна, которые делят ИКМ сигнал на соответствующие компоненты полинома, при этом каждый из упомянутых компонентов полинома фильтруется линейным и инвариантным по времени фильтром, связанным с показателем степени l и имеющим передаточную функцию вида после чего отфильтрованные компоненты суммируются, причем z = еj, где= 2f/fs - нормированная угловая частота, fs - частота дискретизации и аil - фильтровой коэффициент, связанный с показателем степени l и временным индексом l. Это обеспечивает то, что нелинейность преобразования ИКМ в ШИМ может моделироваться без использования сложных запоминаю 002110 4 щих устройств, основанных на таблицах преобразования. Таким образом, данный способ может быть реализован с помощью простых схем,состоящих из фильтров Хаммерштейна. Согласно п.2 формулы изобретения, целесообразно определять нелинейные компоненты полинома с использованием разложения Тэйлора ИКМ сигнала. Согласно п.3 формулы изобретения, целесообразно определять фильтровые коэффициенты при модуляции по заднему фронту ШИМ сигнала с равномерным распределением так,чтобы обеспечивалась следующие передаточные функции: Согласно п.4 формулы изобретения, целесообразно определять фильтровые коэффициенты при модуляции переднего фронта ШИМ сигнала с равномерным распределением так, чтобы обеспечивалась следующие передаточные функции: В соответствии с данным способом, кроме того, целесообразно определять фильтровые коэффициенты при двусторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением таким образом, чтобы обеспечивались следующие передаточные функции: Следует отметить в связи с моделью, соответствующей п.5 формулы изобретения, что более линейный процесс обеспечивается при использовании двусторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением. Изобретение также относится к схеме для коррекции нелинейности и шумов при преобразовании ИКМ сигнала в ШИМ сигнал с равномерным распределением. Эта схема характеризуется тем, что ИКМ сигнал подается на множество параллельно соединенных фильтров Хаммерштейна, которые делят ИКМ сигнал на его соответствующие компоненты полинома, каждая из которых фильтруется линейным фильтром, соответствующим показателю степени l и имеющим передаточную функцию B1, выполненным с возможностью выравнивания нелинейных вкладов, обусловленных преобразованием ИКМ в ШИМ с равномерным распределением, причем указанная передаточная функция B1 аппроксимируется на основе известности схемы модели, соответствующей п.1 формулы изобретения,после чего отфильтрованные компоненты подаются на блок суммирования. Это обеспечивает возможность создания схемы, простой в реализации и основанной ис 5 ключительно на использовании прямой связи по сигналу, которая не вызывает проблем в связи с устойчивостью. Для обеспечения оптимизации схемы предпочтительно использовать схему временной задержки, которая вводится после составляющей первого порядка. Для удаления шумов, которые неизбежно возникают, как упоминалось выше, при дискретизации ИКМ сигнала, целесообразно, в соответствии с п.9 формулы изобретения, чтобы вход формирователя шумов был связан с блоком суммирования, который, помимо приема ИКМ сигнала, предназначен для приема и вычитания сигнала обратной связи, получаемого в виде разности между выходными сигналами двух моделей ШИМ с равномерным распределением в соответствии с п.1. Причем входной сигнал для первой модели, которая представляет собой первый фильтр Хаммерштейна, образован ИКМ сигналом, а входной сигнал для второй модели, которая представляет собой второй фильтр Хаммерштейна, образован выходным сигналом формирователя шумов. Как указано в п.11 формулы изобретения,ИКМ сигнал может быть скорректирован в связи с использованием квазисимметричной модуляции за счет обратной связи с фильтра Хаммерштейна, нелинейная часть которого формируется сигналом g(k) генератора, который в динамическом смысле представляет собой индикацию выбранной формы симметрии и длительности импульсов для модулированного импульса, связанного с временным индексом k, а линейная часть представлена инвариантным во времени фильтром с передаточной характеристикой С. Предпочтительно, если сигнал g(k) генератора определяется соотношением g(k) =s(k)(x(k)+1), где (x(k) + 1) - длительность импульса для временного индекса k, s(k) временной сдвиг относительно симметричной модуляции импульса для временного индекса k,выраженный в половинах периодов Тb синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, а С - аппроксимируется передаточной функцией вида где Тb - период синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, Т - период ШИМ сигнала с равномерным распределением. И, наконец, изобретение относится к применению. Такое применение определено в п.13 формулы изобретения. Преимущество изобретения состоит в том,что оно обеспечивает возможность построения цифрового усилителя, в котором не используются схемы аналоговых вычислений. Как пояснено выше, изобретение предусматривает схемы, которые основываются на 6 фильтрах Хаммерштейна, которые, как упомянуто выше, в принципе состоят из нелинейной схемы, за которой следует линейный и инвариантный по времени фильтр. Таким образом, путем использования принципов, лежащих в основе способа, соответствующего изобретению,можно создать схемы, обеспечивающие возможность коррекции нелинейностей и шумов,включая интермодуляционные шумы, неизбежно возникающие при цифровой обработке сигналов. Таким образом, появляется возможность создания полностью цифровых усилителей, не использующих аналоговую обработку сигналов и не использующих аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Изобретение будет далее пояснено со ссылками на пример его осуществления, представленный на чертежах, на которых показано следующее: фиг. 1 - модулятор, осуществляющий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) с равномерным распределением; фиг. 2 - иллюстрация принципа равномерной дискретизации для случая модуляции по заднему фронту импульсов; фиг. 3 - иллюстрация принципа равномерной дискретизации для случая модуляции по переднему фронту импульсов; фиг. 4 - иллюстрация принципа равномерной дискретизации для случая двусторонней модуляции; фиг. 5 - модель, реализующая принципы изобретения; фиг. 6 - иллюстрация принципов изобретения в связи с фильтрами Хаммерштейна; фиг. 7 - модель схемы выравнивания ШИМ с равномерным распределением согласно изобретению; фиг. 8 - вариант реализации схемы, соответствующей фиг. 7; фиг. 9 - структура известного формирователя шумов; фиг. 10 - модель для создания интермодуляционных шумов; фиг. 11 - иллюстрация принципов схемы коррекции интермодуляции для формирователя шумов; фиг. 12 - вариант реализации схемы коррекции интермодуляционных шумов; фиг. 13 - иллюстрация возникновения квазисимметричных шумов; фиг. 14 - схема коррекции путем обратной связи квазисимметричных шумов; фиг. 15 - блок-схема полной системы для осуществления преобразования ИКМ в ШИМ; фиг. 16 - первый вариант осуществления схемы с прямой связью, соответствующей изобретению; фиг. 17 - второй вариант осуществления схемы с прямой связью, соответствующей изобретению; 7 фиг. 18 - иллюстрация влияния схем коррекции согласно изобретению; фиг. 19 - цифровой усилитель, соответствующий изобретению, с подключенным выходным каскадом на усилителе класса D. Фиг. 1 иллюстрирует принцип модулятора,реализующего широтно-импульсную модуляцию с равномерным распределением, выполненного с использованием аналоговых элементов. Схема состоит из блока компаратора 1, который принимает сумму двух сигналов на своем входе, причем один из сигналов поступает от генератора 3 пилообразного/треугольного сигнала, другой из этих сигналов поступает от блока 2 дискретизации и хранения, на вход которого поступает, например, аудиосигнал А, подаваемый через блок дискретизации и хранения на вход компаратора 1. Кроме того, схема содержит блок синхронизации 4, так что генератор 3 пилообразного/треугольного сигнала может быть синхронизирован с блоком 2 дискретизации и хранения. Основной режим работы схемы будет пояснен ниже со ссылками на фиг. 2-4. На фиг. 2 показан пример так называемой модуляции по заднему фронту импульсов, при которой выборка входного сигнала берется всякий раз, когда пилообразный сигнал достигает точки Е. Сигнал с блока 2 дискретизации и хранения суммируется с пилообразным сигналом в блоке суммирования 5, и пока пилообразный сигнал имеет значение, меньшее, чем сигнал с блока 2 дискретизации и хранения, на выходе блока компаратора 1 будет формироваться импульс, а если значение пилообразного сигнала превысит сигнал D, то на выходе блока компаратора 1 формируется сигнал низкого уровня. Фиг. 3 отличается от фиг. 2 формой пилообразного сигнала, при этом обеспечивается так называемая модуляция по переднему фронту. При использовании модуляции по переднему фронту режим работы схемы по фиг. 1 является тем же, что и в случае использования модуляции по заднему фронту. И, наконец, фиг. 4 иллюстрирует так называемую двустороннюю модуляцию, при которой схема 3 формирует треугольный сигнал. Как видно из фиг. 4, импульсы формируются, когда сигнал В 2 меньше, чем сигнал D. По сравнению с законами модуляции на фиг. 2 и 3, в данном случае импульсы генерируются так, что оба фронта импульсов смещаются в функции от значения выборки с блока 2 дискретизации и хранения. Принципы, лежащие в основе изобретения,рассматриваются ниже со ссылками на модель,представленную на фиг. 5. В преобразователе 6 ШИМ с равномерным распределением дискретный во времени цифровой сигнал x(k) преобразуется в непрерывный во времени сигнал y(t). Дискретный во времени ИКМ сигнал x(k) соответствует выходному сигналу блока 2 дискретизации и хранения по фиг. 1. Результат после 002110 8 дующей широтно-импульсной модуляции, т.е. непрерывный во времени сигнал y(t) формируется таким образом, что каждая выборка сигнала x(k) определяет сигнал y(t) в пределах временного интервала дискретизации длительностью Т. Такое преобразование ИКМ сигнала в ШИМ сигнал с равномерным распределением представляет собой нелинейный процесс, при котором амплитуда входного сигнала отображается во временную область (длительность импульса). Для обеспечения возможности цифровой коррекции данной нелинейности необходимо создать модель, которая формирует эквивалентный дискретный по времени сигнал y(k), который представляет непрерывный во времени сигнал y(t), генерируемый в процессе широтноимпульсной модуляции с равномерным распределением. В соответствии с теоремой о дискретном представлении это можно осуществить путем ограничения в полосе (низкочастотной фильтрацией сигнала y(t, причем упомянутый сигнал после ограничения в полосе дискретизирован синхронно с дискретным по времени сигналом x(k). В результате может быть получен дискретный по времени сигнал y(k), который представляет в дискретной форме во временной области выходной сигнал, получаемый при преобразовании ИКМ в ШИМ с равномерным распределением. Идеальный фильтр нижних частот 7 на фиг. 5, задаваемый импульсной характеристикой h(t), имеет реальную передаточную функцию с постоянным положительным значением ниже частоты fg, где fg - половина частоты дискретизации, т.е. fg=fs/2. Такой фильтр обеспечивает сохранение частоты дискретизации. Можно показать (см. Приложение А) с помощью разложения Тэйлора полученного в результате сигнала y(k), что указанный сигнал y(k) может быть сформирован моделью сигнала, как показано на фиг. 6. Входной сигнал x(k) делится на составляющие полинома вида x1(k), которые фильтруются соответствующими линейными инвариантными по времени фильтрами A1(z). Затем осуществляется суммирование, в результате которого получается сигнал y(k). Таким образом, модель, представленная на фиг. 6, состоит из бесконечного числа субмоделей, включающих в себя элемент статической нелинейности 8, реализующий операцию возведения в 1 степень, связанный с дискретным по времени и инвариантным по времени фильтром 9 с передаточной функцией A1(z). Такая субмодель принадлежит к классу моделей Хаммерштейна. В связи с вышеупомянутой моделью ошибок ясно, что компоненты искажений возникают в принципе в зависимости от частоты. В Приложении А представлен вывод функций прямого преобразования, принадлежащих к различным формам ШИМ с равномерным распределе 9 нием. Общим для всех форм ШИМ с равномерным распределением является то, что искажения увеличиваются с увеличением частоты. Ввиду нелинейной природы ШИМ с равномерным распределением желательно ввести во входной сигнал, поступающий в блок широтно-импульсной модуляции с равномерным распределением, некоторый компонент, представляющий собой своего рода антиискажение,благодаря которому в указанном блоке будет осуществлена коррекция. Это может быть осуществлено с использованием нового нелинейного фильтра, базирующегося на фильтре Хаммерштейна и являющегося инверсным по отношению к модели преобразования ИКМ в ШИМ с равномерным распределением. В результате производится коррекция сигналов только с использованием прямой связи, что означает отсутствие проблем обеспечения стабильности, возникающих при использовании обратной связи. Такая система может иметь вид, представленный на фиг. 7, где показан пример того, каким образом решается задача коррекции искажений в модели ШИМ с равномерным распределением с помощью нелинейного предварительного фильтра типа фильтра Хаммерштейна. Система, показанная на фиг. 7, должна вводиться перед осуществлением преобразования ШИМ с равномерным распределением, что может моделироваться моделью Хаммерштейна по фиг. 6, как показано выше. В качестве исходного допущения можно предположить, что процесс ШИМ с равномерным распределением (моделируемый, как показано на фиг. 6) является настолько линейным,что допускает непосредственное использование корректирующего фильтра, где знак нелинейностей изменяется на обратный. Однако это не приводит к полной линеаризации системы в целом. Причина этого состоит в том, что введение компонент антиискажений само имеет побочный эффект, заключающийся в том, что генерируются дополнительные искажения более высоких порядков, ввиду нелинейных свойств блока широтно-импульсной модуляции с равномерным распределением. Эти компоненты искажений будут далее определяться как паразитные. Например, сумма входного сигнала и составляющей 2-го порядка, определяемой посредством B2(z), будет формировать паразитные продукты преобразования 3-го порядка (ввиду нелинейности х 2 в блоке широтно-импульсного преобразования). Проблема паразитных составляющих может быть решена путем коррекции фильтровB1(z) таким образом, чтобы корректировались и паразитные составляющие. Эта процедура включает в себя начало обработки путем установления B2(z)=-A2(z) (где A2(z) определяется для рассматриваемого закона модуляции - см. Приложение С). Затем вычисляется величина 10 паразитной составляющей 3-го порядка, и результат включается в В 3(z), так что все составляющие 3-го порядка нейтрализуются. Затем определяется величина паразитных составляющих 4-го порядка (т.е. (1-го + 3-го) и (2-го + 2 го, и результат включается в выбор B4(z). Выше некоторого порядка величина паразитных составляющих спадет до допустимого уровня и процесс будет остановлен. В Приложении С данная процедура описана детально с приведением точных формул для B1(z) вплоть до l=4. Расчет корректирующей схемы с прямой связью непосредственно обусловлен знанием модели для ШИМ с равномерным распределением. До сих пор изобретение пояснялось только с помощью моделей, в которых имеются причинно обусловленные фильтры, т.е. фильтры,которые не реализуемы в реальной действительности. Фильтры B1(z) (которые представляют собой линейные инвариантные по времени фильтры) должны, разумеется, быть реализуемыми (причинно обусловленными), в противоположность A1(z), которые представляют собой в принципе причинно не обусловленную модель. Практически реализуемый вариант схемы,предназначенной для введения после ИКМ сигнала, может базироваться на фиг. 7. Используемые фильтры 10 должны быть как причинно обусловленными (т.е. реализуемыми), так и обеспечивающими аппроксимацию в принципе причинно обусловленных передаточных функций (которые задаются, например, формулами(m), (n) и (r) в Приложении А и которые являются либо чисто действительными, либо чисто мнимыми). Аппроксимация может быть существенно улучшена за счет учета задержки во всей схеме, что может быть осуществлено во всех цепях, содержащих чистую задержку, равную, например, К выборкам. Линейная цепь сB1(z)=1 заменяется, таким образом, чистой цифровой задержкой 13, равной К выборкам, которая имеет передаточную функцию z-K в zобласти. Это показано на фиг. 8. Нелинейные цепи могут быть при этом реализованы с помощью фильтров 10 B1(z), которые представляют собой, например, фильтры с конечной импульсной характеристикой с 2 К+1 коэффициентами. Соответствующая аппроксимация приведена в Приложении В. Если широтно-импульсная модуляция с равномерным распределением ИКМ сигнала должна выполняться цифровой схемой, то необходимо, чтобы ШИМ сигнал представлял собой дискретный по времени сигнал. На практике это означает, что фронты импульсов синхронизированы с тактовым сигналом (синхронизирующими импульсами двоичных разрядов с частотойfb). Получаемые длительности импульсов при этом дискретизированы целым кратным периода Тb синхронизирующих импульсов двоичных разрядов. Синхронизирующие импульсы двоич 11 ных разрядов выбраны таким образом, что временной интервал дискретизации Т=1/fs соответствует целому числу периодов Тb синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, т.е.T=NТb, где N - число возможных длительностей импульсов. Для односторонней модуляции,таким образом, необходимо иметь частоту синхронизирующих импульсов двоичных разрядовfb=Nfs, где N - число возможных длительностей импульсов. Однако формирование двусторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением требует частоты синхронизирующих импульсов двоичных разрядов fb=2Nfs,ввиду требования симметричности. Иными словами, требуется удвоенная частота синхронизирующих импульсов двоичных разрядов. Дискретизация длительностей импульсов снижает достижимую точность системы преобразования ИКМ в ШИМ с равномерным распределением. Неточность проявляется в форме шумов квантования, ИКМ сигнал должен быть округлен до дискретного числа амплитудных уровней (квантованных). Если, например, 16 битовый ИКМ сигнал должен быть преобразован с полной точностью, то требуется частота синхронизирующих импульсов двоичных разрядов fb=216fs. Такая частота синхронизирующих импульсов двоичных разрядов недостижима на практике. Для снижения необходимой частоты синхронизирующих импульсов двоичных разрядов в известных решениях используется так называемый формирователь шумов,используемый непосредственно перед преобразованием ШИМ с равномерным распределением. По сравнению с использованием супердискретизации, формирователь шумов может подавлять шумы квантования в аудиодиапазоне ценой повышения шумов квантования на высоких частотах выше аудиодиапазона. На фиг. 9 показан обычный формирователь шумов, который предназначен для коррекции неизбежно существующих шумов квантования,которые обусловлены квантователем 19. Следует отметить, что формирователь шумов не связан ни с какой коррекцией нелинейностей, существующих в процедуре преобразования ИКМ в ШИМ. Ранее формирование шумов заключалось в нахождении мгновенной ошибки квантования с квантователя 19 путем вычитания выходного сигнала квантователя из его входного сигнала. Эта ошибка квантования фильтруется с помощью фильтра F(z) 21 формирователя шумов и суммируется в сумматоре 20 с входным сигналом квантователя. Однако фильтр формирователя шумов срабатывает с задержкой, равной одной выборке, т.е. он пытается скорректировать ошибку в данный момент времени корректирующим сигналом, который передается на одну выборку позже. 12 Формирователь шумов может рассматриваться как система с обратной связью, в которой ошибка подается на вход и вычитается. Такая цепь обратной связи должна поэтому содержать задержку, по меньшей мере, на одну выборку,поскольку мгновенная обратная связь не может быть реализована. Иными словами, фильтр F(z) формирователя шумов с импульсной характеристикой f(n) должен быть причинно обусловленным и, в частности, удовлетворять следующему условию:(1) f(n)=0 для n1. Фильтр формирователя шумов должен,кроме того, обеспечивать наилучшую возможную обратную связь по сигналу ошибки в диапазоне аудиочастот. Такой фильтр называется прогнозирующим фильтром (экстраполятором),поскольку он пытается прогнозировать ошибку в следующий момент взятия выборки. Хороший фильтр формирователя шумов соответствует,таким образом, прогнозирующей аппроксимации при F(z)=1 в диапазоне аудиочастот. В Приложении В приведен пример прогнозирующей аппроксимации. Работа формирователя шумов состоит в том, что входной сигнал получает некоторые спектрально сформированные шумы квантования, которые ослаблены в диапазоне аудиочастот за счет увеличения уровня шумов в ультразвуковом диапазоне. К сожалению, дополнительно вводимые шумы, вследствие взаимодействия с последующим нелинейным преобразованием широтно-импульсной модуляции с равномерным распределением, приводят к формированию так называемых интермодуляционных шумов, которые увеличивают шумы в диапазоне аудиочастот. Интермодуляционные шумы могут быть определены как дополнительный вклад шумов,который обусловлен введением формирователя шумов непосредственно перед процессом ШИМ с равномерным распределением. Если как входной, так и выходной сигналы формирователя шумов по отдельности пропустить через модель ШИМ с равномерным распределением и затем вычесть, то сигнал ошибки, представляющий интермодуляционные шумы, будет выделен. Это иллюстрируется на фиг. 10, где две модели ШИМ с равномерным распределением на базе фильтров Хаммерштейна соответствуют показанному на фиг. 6. Однако сигнал ошибки e(k), который представляет интермодуляционные шумы, не может быть просто подан по цепи обратной связи, поскольку модели ШИМ с равномерным распределением в принципе являются причинно не обусловленными. Необходимо, чтобы цепь обратной связи содержала задержку, по меньшей мере, равную одной выборке, подобно тому, как это имеет место для формирователя шумов (условие (1. 13 На фиг. 11 показана система, обеспечивающая обратную связь по сигналу интермодуляционных шумов, в которой модели 23 и 24 ШИМ с равномерным распределением на базе фильтров Хаммерштейна основываются на прогнозирующих линейных инвариантных по времени фильтрах и в которой прогнозируемый сигнал ошибки вычитается на входе формирователя шумов 19. Подавление интермодуляционных шумов при этом обеспечивается за счет обратной связи. Если обе прогнозирующие модели одинаковы, то прогнозируемый сигнал интермодуляционных шумов не содержит компонентов, связанных с сигналом, а только чистые интермодуляционные шумы (компоненты, связанные с сигналом, проходят через формирователь шумов неизменными и, таким образом, не вносят никакого вклада). Система не будет ни добавлять, ни удалять никаких гармонических искажений, а будет подавлять только рассматриваемые интермодуляционные шумы. Это выгодным образом позволяет одновременно использовать цепь коррекции за счет обратной связи, за которой следует формирователь шумов с коррекцией интермодуляционных шумов. Ввиду характеристик устойчивости системы с обратной связью, выгодно, чтобы коррекции в максимально возможной степени проводились по цепи прямой связи. Структура прогнозирующей модели для процесса ШИМ с равномерным распределением позволяет упростить схему, показанную на фиг. 11, за счет того, что линейная инвариантная по времени обработка сигналов в обеих моделях может быть объединена. При этом система упрощается, как показано на фиг. 12, где блоки 27 линейной инвариантной по времени обработки представляют собой прогнозирующие аппроксимации передаточных функций A1 соответственно используемым законам модуляции (см.A1(z) оптимизируется с учетом диапазона аудиочастот и что A1(z) содержит задержку, по меньшей мере, на одну выборку, аналогично условию (1). Тем самым обратная связь эффективно действует начиная со следующего момента дискретизации. В приложении В приведены примеры таких прогнозирующих аппроксимаций. Следует отметить, что линейные цепи (для 1 = 1) в прогнозирующих моделях ШИМ с равномерным распределением на фиг. 12 исключены, поскольку они не вносят вклада в интермодуляционные шумы. Как упоминалось выше, использование двусторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением требует удвоенной частоты синхронизирующих импульсов двоичных разрядов по сравнению с соответствующей частотой для случая односторонней модуляции. В 14 результате этого было предложено использовать так называемую квазисимметричную модуляцию, где частота синхронизирующих импульсов двоичных разрядов не удваивается. На фиг. 13 показан пример формирования квазисимметричной ШИМ с равномерным распределением. Импульсы с длительностью, соответствующей четным номерам периодов синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, могут формироваться симметричным образом, в то время как импульсы с длительностью, соответствующей нечетным номерам периодов синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, могут располагаться только асимметрично. Как показано на фиг. 13, при этом может использоваться либо асимметрия по передним фронтам, либо асимметрия по задним фронтам. Из фиг. 13 видно, что если нечетные импульсы с асимметрией по передним фронтам или по задним фронтам смещаются во времени на половину периода синхронизирующих импульсов двоичных разрядов вперед или назад соответственно, то ошибка по отношению к случаю симметричной модуляции будет исключена. Таким образом, при использовании квазисимметрии, сигнал ошибки может быть выражен в виде ошибки путем сдвига импульса на половину периода синхронизирующих импульсов двоичных разрядов. Для получения модели ошибки при квазисимметричной ШИМ с равномерным распределением сначала определяется вспомогательная величина s, указывающая форму асимметрии, в следующем виде: 1 для асимметрии по переднему фронту,(2) s = 0 для симметричного импульса,-1 для асимметрии по заднему фронту. Иными словами, величина s показывает временной сдвиг импульсов, выраженный в половинах периода синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, т.е. временной сдвиг равенsТb/2. Разность между смещенным по времени и несмещенным по времени сигналами может быть выражена следующей передаточной функцией: т.е. дифференцирующим звеном первого порядка. Иными словами, спектр ошибок пропорционален частоте. Эквивалентный сигнал ошибки e(k) может быть затем (см. фиг. 14) смоделирован таким образом, что последовательность генератораg(k) фильтруется с помощью линейного фильтра. Абсолютная величина сигнала ошибки прямо пропорциональна длительности импульса,так как временной сдвиг длинного импульса приводит к возникновению больших ошибок, по сравнению с ошибками для более короткой длительности импульса. Последовательность гене 15 ратора g(k) должна быть поэтому пропорциональна длительности получаемого в результате импульса в случае асимметрии и равняться нулю в противном случае. Таким свойством обладает сигнал x(k)+1. Кроме того, знак последовательности генератора g(k) может показывать,какую форму асимметрии имеет полученный в результате импульс. Последовательность генератора g(k) определяется следующим образом:g(k)=s(k)(x(k)+1),где сигнал s(k), полученный с генератора 15 широтно-импульсного модулятора, динамически показывает форму асимметрии (временной сдвиг) от выборки к выборке. Сигнал ошибки e(k) формируется, как показано на фиг. 14, путем фильтрации последовательности генератора g(k) с помощью дифференцирующего фильтра, имеющего линейную инвариантную по времени передаточную характеристику, которая получена из выражения (3) в виде где Тb - период синхронизирующих импульсов двоичных разрядов, Т - время дискретизации. Зависимость формы симметрии s(k) сместилась от передаточной функции (3) к последовательности генератора (4). При этом следует иметь в виду, что модель ошибки (см. фиг. 14) представляет собой модель на базе фильтров Хаммерштейна, так как дифференцирующий фильтр 14 (фиг. 14) представляет собой линейный инвариантный по времени фильтр, а последовательность генератора формируется в процессе нелинейной не требующей памяти обработки x(k). Постоянная Тb/(2 Т) масштабирует ошибку e(k) в зависимости от разрешения по времени, задаваемого синхронизирующими импульсами двоичных разрядов. Смоделированный сигнал ошибки e(k) представляет собой, таким образом, аддитивную ошибку, которая отличается для квазисимметричного случая от полностью симметричной ШИМ с равномерным распределением. Сигнал ошибки имеет вид шума со спектром, пропорциональным частоте, ввиду передаточной функции вида j. Для модели ошибки, показанной на фиг. 14, в случае ее использования в цепи обратной связи и тем самым для подавления квазисимметричных шумов, необходимо, чтобы линейный инвариантный по времени фильтр с характеристикой j был заменен прогнозирующей аппроксимацией. Прогнозирующие аппроксимации рассмотрены в Приложении В. На фиг. 15 представлена блок-схема, иллюстрирующая то, каким образом корректирующие схемы различных типов могут быть объединены в систему преобразования ИКМ в ШИМ. На фиг. 15 u(k) представляет аудиосигнал с супердискретизацией, который подается 16 на корректирующий блок 28 с прямой связью(см. фиг. 8). Затем формирователем шумов 19 формируется дискретизированный по амплитуде сигнал, который подается по цепи обратной связи для коррекции интермодуляционных шумов в схеме 29 и квазисимметричных шумов в схеме 30. Блок 31 широтно-импульсной модуляции затем осуществляет преобразование в ШИМ сигнал y(t), который переключается синхронно с синхронизирующими импульсами двоичных разрядов с частотой fb. Следует отметить, что в этом случае нет необходимости всегда использовать все корректирующие блоки, показанные на фиг. 15. Если квазисимметричная ШИМ, как пояснено со ссылками на фиг. 13, не используется, то коррекция в схеме 30 может быть опущена. В некоторых случаях, даже коррекция интермодуляционных шумов в схеме 29 может оказаться избыточной и следовательно может быть опущена. На фиг. 16 показан пример практической реализации схемы коррекции с прямой связью по фиг. 8, предназначенной для коррекции односторонней модуляции по заднему фронту. Выбрана полная задержка К=1 выборок(B1(z)=z-1) и используется только коррекция до третьего порядка включительно. Из уравненияB2=-A2=j/4. Отсюда следует аппроксимация с использованием табл. 2 в Приложении 2 для G=j и К=1:B2(z)1/4(1/2-1/2z-2)=(1-z-2)/8. Из уравнения (m) в Приложении F и уравнения (L) в Приложении С следует: В 3=А 3=-2/24. Отсюда следует аппроксимация с использованием табл. 2 в Приложении 2 для G=-2 и К=1: В 3(z)(1-2z-1+z-2)/24. Как следует из выражений для В 2(z) и В 3(z), эти фильтры могут быть реализованы с помощью перемножителей, сумматоров и элементов временной задержки, как показано на фиг. 16. На фиг. 17 показан вариант осуществления схемы с прямой связью, которая предназначена для коррекции двусторонней симметричной модуляции до составляющих третьего порядка включительно при К=1. В этом случае может оказаться, что составляющие второго и третьего порядка могут использовать примерно тот же самый фильтр (см. формулы (О) и (Р) в Приложении С). Это приводит в результате в весьма простой структуре реализации схемы с прямой связью, соответствующей изобретению, как показано на фиг. 17. Принципы вычислений в варианте по фиг. 17 те же, что и в варианте по фиг. 16, и поэтому более детально не описываются. 17 Приложение А Ниже описаны различные формы ШИМ с равномерным распределением. Кроме того, показано разложение Тэйлора для эквивалентного сигнала y(k), которое позволяет получить передаточные функции, показанные на фиг. 6. Математически широтно-импульсная модуляция с равномерным распределением может быть охарактеризована функцией p(x(k), t), которая показывает ход изменения импульса длительностью Т в функции выборки x(k). Модулированный сигнал y(t) при этом формулируется как бесконечная сумма смещенных во времени импульсов В принципе различаются класс AD и классBD модуляции. При модуляции класса AD сигнал y(t) может иметь только амплитуду 1 или -1,в то время как при модуляции класса BD сигналy(t) может иметь амплитуду 1, 0 или -1. Кроме того, различают модуляцию двустороннего и одностороннего типа. Имеются два варианта осуществления односторонней модуляции: модуляция по переднему фронту и модуляция по заднему фронту, определяемая в зависимости от того, какой фронт импульса модулируется. На прилагаемых чертежах показана функция р(х, t) для трех классов модуляции типа AD: Фиг. А 1: модуляция по переднему фронту. Фиг. А 2: модуляция по заднему фронту. Фиг. A3: двусторонняя симметричная модуляция. Модуляция класса BD может быть описана как некоторый тип дифференциальной связи между двумя типами модуляции класса AD:(b) pBD(x,t)=(pAD(x,t)-pAD(-x,t/2. Это дает импульсный сигнал, который может принимать значения -1, 0 и 1. В соответствии с фиг. 5, путем свертки y(t) с h(t), получим Дискретный во времени сигнал y(k) затем получается путем дискретизации с интервалом Т временной дискретизации Интеграл свертки можно разложить на составляющие длительностью Т=1 Отсюда видно, что y(k) может быть выражен как сумма в принципе нелинейных функций сдвинутых во времени выборок сигнала x(k): Разложение Тэйлора данной суммы нелинейностей затем выполняется от нулевого сигнала x(k)=0 (т.е. с использованием ряда Маклорена). Нелинейности при этом разлагаются в двойную сумму составляющих полиномов вида: где коэффициенты Тэйлора ail определяются 1-й производной соответствующей из нелинейностей в виде: Данный ряд Тэйлора может быть выражен(путем сортировки составляющих ряда по времени и по степени) как модель сигнала, в которой каждая степень входного сигнала x1(k) фильтруется линейными и инвариантными по дискретному времени фильтрами A1(z), задаваемыми коэффициентами аil в виде импульсной характеристики вида Для односторонней модуляции по переднему фронту класса AD (согласно фиг. А 2) получим Отсюда путем дифференцирования получим Продолжение дифференцирования в общем случае позволяет получить следующий набор коэффициентов соответственно формуле(h) (при Т=1) Это означает, что фильтровые коэффициенты основаны на дискретизации (l-1)-й производной импульсной характеристики h(t), что,как упоминалось выше, представляет собой идеальный фильтр нижних частот с частотой срезаfg=f2/2. Следующие передаточные функции могут быть получены непосредственно при A1,равном 1 в следующем виде Аналогичным образом, с учетом свойств симметрии, для односторонней модуляции по переднему фронту класса AD может быть получено Как можно видеть, модуляция по переднему фронту в той же степени нелинейна, что и модуляция по заднему фронту, однако четные составляющие искажений имеют противоположный знак. Для двусторонней симметричной модуляции класса AD (фиг. A3) имеет место следующее равенство Отсюда могут быть получены следующие коэффициенты для ряда Тэйлора 19 Можно видеть, что в это выражение входят две сдвинутые во времени выборки производной от функции h(t). Тогда в частотной области могут быть получены следующие передаточные функции: Это выражение можно аппроксимировать следующим более простым выражением: Таким образом, видно, что двусторонняя симметричная ШИМ с равномерным распределением значительно более линейна, чем односторонняя симметричная ШИМ с равномерным распределением. Уровень в общем случае снижается на коэффициент 4 (в противоположность коэффициенту 2 для односторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением) всякий раз, когда порядок 1 искажения возрастает на 1. Кроме того, четные продукты искажений увеличиваются в 1-й степени частоты в противоположность (1-1)-й степени для односторонней симметричной ШИМ с равномерным распределением. Для модуляции класса BD компоненты искажений четного порядка не будут включены,вследствие дифференциального характера связи. В этом случае A1=0 для четных 1. Модуляция класса BD, таким образом, намного более линейна, чем соответствующая модуляция класса AD. Фиг. А 1: p(x,t) для односторонней модуляции по переднему фронту Фиг. А 2: p(x,t) для односторонней модуляции по заднему фронту 20 Ниже представлены примеры аппроксимаций фильтров для использования в цепи прямой связи и в цепи обратной связи. Аппроксимации фильтров могут быть определены как задача нахождения реализуемой структуры с соответствующим (конечным) множеством коэффициентов, чтобы заданная передаточная функция аппроксимировалась наилучшим возможным способом. Ниже описаны аппроксимации с использованием фильтра с конечной импульсной характеристикой. Отмечается, что изобретение может также базироваться на рекурсивных фильтрах с бесконечной импульсной характеристикой. Кроме того, в опубликованных источниках информации описано большое число других критериев аппроксимации, иных, чем рассмотренные в данном описании (Паркса-Маклеллана,наименьших квадратов и т.п.). Прогнозирующие фильтры с конечной импульсной характеристикой. В данном случае выбран следующий класс фильтров с конечной импульсной характеристикой с N коэффициентами:(аа) C(z)=c1z-1+c2z-2+cNz-N. Эта передаточная функция является причинно обусловленной и реагирует задержкой в одну выборку, как это требуется для осуществления обратной связи (аналогично (1. Коэффициенты c1cN должны затем выбираться так,чтобы была получена аппроксимация заданной передаточной функции. В этом случае критерий выбран так, что первые N производных по частотепередаточной функции для фильтра (а) с конечной импульсной характеристикой должны быть идентичными соответствующим производным для заданной передаточной функции. Это дает N линейных уравнений с N неизвестными, решением которого будет прогнозирующий фильтр с конечной импульсной характеристикой с ошибкой аппроксимации, пропорциональной N. Это означает, что аппроксимация является наилучшей на низких частотах (соответственно диапазону аудиочастот при использовании супердискретизации). Следующая таблица показывает результат для N=1 4, где G представляет собой аппроксимированную передаточную функцию. Таблица 1 Фиг. A3: p(x,t) для двусторонней симметричной модуляции. Приложение В Фильтры, пригодные для использования в качестве фильтров формирования шумов (см. фиг. 9) могут быть определены из табл. 1 дляG=1. Для G=j могут быть получены прогнозирующие фильтры, предназначенные, на 21 пример, для обеспечения обратной связи для квазисимметричного шума (см. фиг. 14). Таблица может также использоваться для определения прогнозирующих фильтров A1(z) для обеспечения обратной связи для интермодуляционных шумов (см. фиг. 12). Фильтры с конечной импульсной характеристикой с прямой связью. Для использования при осуществлении коррекции с прямой связью были выбраны фильтры с конечной импульсной характеристикой следующего вида:(bb) B1(z)=b1,0+b1,1z-1+b1,2z-2+b1,2Kz-2K. Фильтры являются причинно обусловленными и имеют 2 К+1 коэффициентов, которые выбраны так, что аппроксимируется заданная передаточная функция е-jK G. Это означает,что G аппроксимируется выражением (bb) с задержкой на К выборок. Результатом этого является ошибка аппроксимации, которая существенно меньше, чем для прогнозирующей аппроксимации с тем же самым числом коэффициентов. Использование того же самого критерия,как показано выше, дает следующую таблицу, в которой ошибка аппроксимации возрастает с увеличением 2 К+1. Таблица 2 К=2 Приложение С Ниже описан способ точного определения характеристик B1(z) фильтров, предназначенных для использования коррекции с прямой связью для ШИМ с равномерным распределением, при учете паразитных составляющих. Предполагается, что за схемой с прямой связью по фиг. 7 следует модель ШИМ с равномерным распределением по фиг. 6. Кроме того,предполагается, что входной сигнал u(k) представляет собой комплексный чистый тональный сигнал частотой . С учетом принятой системы записи временной индекс (k) опущен в последующем изложении. Тогда имеем (A) u=еjk. Следует отметить, что возведение в степень в общем случае дает следующее (B)u1=еjlk, т.е. комплексный чистый тональный сигнал, имеющий частоту l. Все члены с показателем степени выше 4 в последующих вычислениях опущены для ясности изложения. Выходной сигнал х=х(k) схемы с прямой связью определяется путем фильтрации состав 002110(С) х=u+B2(2)u2+В 3(3)u3+В 4(4)u4+ В модели ШИМ с равномерным распределением формируются выходные сигналы х 2, х 3 и х 4 в соответствии со следующими соотношениями:(F) х 4=u4+ Фильтрация составляющих полинома х 1 с помощью фильтров с характеристиками A1 с последующим суммированием дает выходной сигнал у(k) системы (путем группировки членов с одинаковыми показателями степени) в следующем виде:(G) у=u+[В 2(2)+А 2(2)]u2+[В 3(3)+ 2 А 2(3)В 2(2)+А 3(3)]u3+[В 4(4)+ А 2(4)(B22(2)+2 В 3(3+ А 3(4)3 В 2(2)+А 4(4)]u4+ Назначением прямой связи является линеаризация системы, т.е. удовлетворение условия у=u. Из соотношения (В) видно, что в принципе возможно начать непосредственно с В 2:(Н) B2=-A2. Затем определяется В 3, так чтобы полная составляющая третьего порядка могла быть исключена. Следует отметить из соотношения(G), что составляющая третьего порядка имеет смешанный член, который является паразитной составляющей третьего порядка, подлежащий включению в В 3, в следующем виде:(I) В 3(3)=-2 А 2(3)В 2(2)-А 3(3)= 2 А 2(3)А 2(2)- А 3(3). Что эквивалентно следующему выражению:(J) В 3=2 А 2 А 2(2/3)-А 3. Затем производится определение В 4 с использованием соотношения (G):(К) B4(4)=-А 2(4)(B22(2)-2 В 3(3 А 3(4)3 В 2(2)-A4(4) Здесь представлены три паразитных составляющих четвертого порядка. Путем последовательной подстановки получим:(Ка) В 4=-А 2[A22(/2)+4 А 2(3/4)А 2(/2)2 А 3(3/4)] +3 А 3 А 2(/2)-А 4. При учете большего количества составляющих можно вычислить B5, В 6 Однако эта процедура весьма скоро становится очень сложной для вычислений, так как число паразитных составляющих возрастает очень быстро. Однако едва ли необходимо включать в вычисления большее количество составляющих, чем ограниченное четвертым порядком, ввиду весьма малых амплитуд последующих составляющих. 23 Предшествующие вычисления основывались на предположении, что линейные ответвления имеют передаточные функции 1 как в цепи обратной связи, так и в модели ШИМ с равномерным распределением, т.е. связаны непосредственно без использования какого-либо фильтра. Если задержка, равная К выборок,включена в линейную цепь прямой связи, как показано на фиг. 8, то все передаточные функции B1 для l1 должны корректироваться соответствующей задержкой с передаточной функцией еjK=z-K. Как описано в Приложении В, тем самым легко аппроксимировать реализуемые (причинно обусловленные) фильтры в цепи прямой связи. Пример. Для односторонней модуляции по переднему фронту согласно (J) и (m) в Приложении А получим:(L) B3=21/4j1/42/3j+1/242=1/242=A3. Как видно, паразитная составляющая третьего порядка в два раза больше, чем А 3,и имеет противоположное направление, что приводит к необходимости изменения знака В 3 на противоположный. Из (К) и (m) путем вычислений получим:(М) B4=-A4. Кроме того, тщательное вычисление согласно (К) для составляющих пятого порядка показывает, что (N) В 5=А 5. Поэтому представляется, что в общем случае знак должен изменяться на противоположный для нечетных фильтров в случае односторонней модуляции по заднему фронту. Пример. Для двусторонней симметричной модуляции из соотношенияв Приложении А и из соотношения (Н) получим:(Р) В 3=2/96+4/1152=-А 3+4/1152. При этом в практических вариантах осуществления можно принять решение об отбрасывании составляющей 4 (паразитной составляющей), поскольку ее амплитуда очень ограничена. Как В 2, так и В 3 могут при этом основываться на обычном фильтре с передаточной характеристикой 2, которая применяется для сигнала u2/32+u3/96. Этот способ используется при осуществлении схемы по фиг. 17. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ 1. Преобразователь сигналов для преобразования входного сигнала с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ) в выходной сигнал с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), причем преобразователь сигналов содержит преобразователь ШИМ, предназначенный для приема входного сигнала преобразователя ШИМ и для формирования выходного сигнала преобразователя ШИМ в форме выходных им 002110 24 пульсов переменной длительности на основе входного сигнала преобразователя ШИМ,первый набор каналов сигналов коррекции, причем указанный первый набор содержит один или более каналов сигналов коррекции,предназначенных для приема ИКМ сигнала и для формирования первого набора соответствующих сигналов коррекции,каждый канал сигналов коррекции первого набора содержит нелинейную схему с последующим линейным инвариантным по времени фильтром,блок суммирования, предназначенный для объединения первого набора соответствующих сигналов коррекции с первым ИКМ сигналом для получения ИКМ сигнала со скорректированными ошибками,причем ИКМ сигнал со скорректированными ошибками подавляет формирование нелинейностей и/или шумов в преобразователе сигналов, обусловленное преобразованием входного ИКМ сигнала в выходной ШИМ сигнал. 2. Преобразователь сигналов по п.1, отличающийся тем, что дополнительно содержит второй набор каналов сигналов коррекции,предназначенный для приема второго ИКМ сигнала и для формирования второго набора соответствующих сигналов коррекции, каждый канал сигнала коррекции второго набора содержит нелинейную схему с последующим линейным инвариантным по времени фильтром, причем второй набор каналов сигналов коррекции содержит один или несколько каналов сигналов коррекции. 3. Преобразователь сигналов по п.2, отличающийся тем, что блок суммирования предназначен для объединения первого набора соответствующих сигналов коррекции и второго набора соответствующих сигналов коррекции с первым ИКМ сигналом для получения ИКМ сигнала со скорректированными ошибками. 4. Преобразователь сигналов по п.1 или 2,отличающийся тем, что каждый канал сигнала коррекции первого набора каналов сигналов коррекции образует часть соответствующей цепи прямой связи в преобразователе сигналов,при этом первый набор соответствующих сигналов коррекции корректирует полученные раньше сигнальные выборки первого ИКМ сигнала. 5. Преобразователь сигналов по п.1 или 2,отличающийся тем, что каждый канал сигнала коррекции первого набора каналов сигналов коррекции образует часть соответствующей цепи обратной связи в преобразователе сигналов, при этом первый набор соответствующих сигналов коррекции корректирует получаемые позже сигнальные выборки первого ИКМ сигнала. 6. Преобразователь сигналов по п.2, отличающийся тем, что каждый канал сигнала коррекции первого набора каналов сигналов кор 25 рекции образует часть соответствующей цепи прямой связи в преобразователе сигналов и каждый канал сигнала коррекции второго набора каналов сигналов коррекции образует часть соответствующей цепи обратной связи в преобразователе сигналов, при этом блок суммирования предназначен для объединения первого и второго наборов сигналов коррекции с первым ИКМ сигналом для получения ИКМ сигнала со скорректированными ошибками. 7. Преобразователь сигналов по п.4, отличающийся тем, что дополнительно содержит линейный канал сигнала, предназначенный для приема ИКМ сигнала и для формирования первого ИКМ сигнала в ответ на ИКМ сигнал, при этом формируя ИКМ сигнал со скорректированными ошибками путем объединения первого ИКМ сигнала, сформированного линейным каналом сигнала, и первого набора соответствующих сигналов коррекции в блоке суммирования. 8. Преобразователь сигналов по п.7, отличающийся тем, что ИКМ сигнал образован входным ИКМ сигналом преобразователя сигналов или связанным с ним ИКМ сигналом, полученным из входного ИКМ сигнала, причем первый набор каналов сигналов коррекции и линейный канал сигнала формируют цепь прямой связи, которая формирует ИКМ сигнал со скорректированными ошибками. 9. Преобразователь сигналов по п.7 или 8,отличающийся тем, что линейный канал сигнала содержит элемент временной задержки, имеющий задержку, равную K выборкам, причем K положительное целое число, при этом временная задержка в одну выборку является обратной величиной частоты дискретизации первого ИКМ сигнала. 10. Преобразователь сигналов по п.9, отличающийся тем, что каждый из линейных инвариантных по времени фильтров первого набора каналов коррекции предназначен для введения временной задержки, по существу равной К выборкам, в соответствующий сигнал коррекции. 11. Преобразователь сигналов по любому из пп.7-10, отличающийся тем, что ИКМ сигнал со скорректированными ошибками с блока суммирования подается на формирователь шума,причем формирователь шума предназначен для формирования квантованного ИКМ сигнала со сформированным шумом в ответ на ИКМ сигнал со скорректированными ошибками. 12. Преобразователь сигналов по п.11, отличающийся тем, что преобразователь ШИМ предназначен для приема квантованного ИКМ сигнала со сформированным шумом формирователя шума. 13. Преобразователь сигналов по п.6, отличающийся тем, что дополнительно содержит канал сигнала формирования шума, предназначенный для приема ИКМ сигнала и имеющий блок суммирования, включенный последова 002110 26 тельно с формирователем шума, для выдачи квантованного ИКМ сигнала со сформированным шумом,при этом первый набор соответствующих сигналов коррекции подается по прямой связи на блок суммирования, а второй ИКМ сигнал образован квантованным ИКМ сигналом со сформированным шумом, так что второй набор соответствующих сигналов коррекции подается на блок суммирования по обратной связи,при этом ИКМ сигнал со скорректированными ошибками, обеспечиваемый блоком суммирования, подается на вход формирователя шума для подавления интермодуляционного шума в выходном ШИМ сигнале, обусловленного нелинейным процессом преобразования в ШИМ сигнал, применяемым для выходного сигнала формирователя шума. 14. Преобразователь сигналов по п.5, отличающийся тем, что ШИМ преобразователь представляет собой квазисимметричный ШИМ преобразователь, формирующий выходной ШИМ сигнал в форме симметричного и асимметричного выходных импульсов переменной длительности в ответ на ИКМ сигнал,при этом первый набор каналов сигналов коррекции включает в себя, по меньшей мере,один канал сигнала коррекции с нелинейной схемой, предназначенной для выдачи сигнала в ответ на динамическую индикацию формы симметрии симметричного и асимметричного выходных импульсов для получения первого набора соответствующих сигналов коррекции, тем самым формируя ИКМ сигнал со скорректированными ошибками путем подачи по обратной связи первого набора соответствующих сигналов коррекции со входа квазисимметричного ШИМ преобразователя на блок суммирования для подавления нелинейности, присущей квазисимметричному ШИМ преобразователю. 15. Преобразователь сигналов по п.14, отличающийся тем, что дополнительно содержит формирователь шума, предназначенный для приема ИКМ сигнала со скорректированными ошибками с блока суммирования и для формирования квантованного ИКМ сигнала со сформированным шумом в ответ на ИКМ сигнал со скорректированными ошибками, причем квантованный ИКМ сигнал со сформированным шумом представляет собой ИКМ сигнал, вводимый на вход квазисимметричного ШИМ преобразователя. 16. Преобразователь сигналов по п.14 или 15, отличающийся тем, что, по меньшей мере,один канал сигнала коррекции, предназначенный для выдачи сигнала генератора, содержит функциональное средство масштабирования,предназначенное для умножения сигнала генератора на постоянную 27 где Тb - время цикла тактового сигнала двоичных разрядов,T - время цикла ШИМ сигнала. 17. Преобразователь сигналов по п.16, отличающийся тем, что сигнал g(k) генератора определяется соотношениемg(k)=s(k)(x(k)+1),где величина Tx(k)+1)/2 представляет длительность выходного импульса выходного ШИМ сигнала при временном индексе k,s(k) - сигнал, обеспечивающий динамическую индикацию формы симметрии выходного импульса переменной длительности и представляющий временной сдвиг по отношению к симметричной модуляции выходного импульса при временном индексе k, выраженный в половинах периода синхронизирующих импульсов двоичных разрядов. 18. Преобразователь сигналов по п.12, отличающийся тем, что дополнительно содержит третий набор каналов сигналов коррекции,предназначенных для приема третьего ИКМ сигнала и для формирования третьего набора соответствующих сигналов коррекции,каждый канал сигнала коррекции третьего набора содержит нелинейную схему с последующим линейным инвариантным по времени фильтром, причем третий набор каналов сигналов коррекции включает в себя один или несколько каналов сигналов коррекции,второй блок суммирования, включенный последовательно с формирователем шума и предназначенный для объединения второго набора соответствующих сигналов коррекции и третьего набора соответствующих сигналов коррекции, для получения второго ИКМ сигнала со скорректированными ошибками, причем второй набор каналов сигналов коррекции предназначен для приема ИКМ сигнала со скорректированными ошибками для формирования второго набора соответствующих сигналов коррекции, при этом ИКМ сигнал со сформированным шумом формирователя шума подается в третий набор каналов сигналов коррекции для формирования третьего набора соответствующих сигналов коррекции. 19. Преобразователь сигналов по п.18, отличающийся тем, что дополнительно содержит квазисимметричный преобразователь ШИМ, формирующий выходной ШИМ сигнал в форме симметричных и асимметричных выходных импульсов переменной длительности в ответ на четвертый ИКМ сигнал,четвертый набор каналов сигналов коррекции, предназначенный для приема четвертого ИКМ сигнала и для формирования четвертого набора соответствующих сигналов коррекции,каждый канал сигнала коррекции четвертого набора содержит нелинейную схему с последующим линейным инвариантным по времени фильтром, 002110 28 четвертый набор каналов сигналов коррекции содержит, по меньшей мере, один канал сигнала коррекции, имеющий нелинейную схему, предназначенную для получения сигнала генератора в ответ на динамическую индикацию формы симметрии симметричного и асимметричного выходных импульсов для получения четвертого набора соответствующих сигналов коррекции,третий блок суммирования, предназначенный для объединения четвертого набора соответствующих сигналов коррекции и ИКМ сигнала со скорректированными ошибками, для получения третьего ИКМ сигнала со скорректированными ошибками,при этом третий блок суммирования обеспечивает выдачу третьего ИКМ сигнала со скорректированными ошибками на вход второго блока суммирования. 20. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что, по меньшей мере, один из линейных инвариантных по времени фильтров содержит фильтр с конечной импульсной характеристикой (FIR фильтр), или фильтр с бесконечной импульсной характеристикой (IIR фильтр), или линейные инвариантные по времени фильтры одного или нескольких наборов каналов сигналов коррекции содержат соответствующие FIR фильтры или IIR фильтры. 21. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что линейные инвариантные по времени фильтры одного или нескольких наборов каналов сигналов коррекции образованы соответствующими FIR фильтрами. 22. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что нелинейная схема или нелинейные схемы одного или нескольких наборов каналов сигналов коррекции содержат соответствующие, не требующие памяти нелинейности. 23. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что нелинейная схема или нелинейные схемы одного или нескольких наборов каналов сигналов коррекции содержат соответствующие статические нелинейности. 24. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что нелинейная схема или нелинейные схемы одного или нескольких наборов каналов сигналов коррекции содержат соответствующие полиномиальные нелинейности. 25. Преобразователь сигналов по любому из пп.7-12, отличающийся тем, что первый набор каналов сигналов коррекции содержит n каналов сигналов коррекции, каждый из которых содержит соответствующий линейный инвариантный по времени фильтр и связанную с ним полиномиальную нелинейность порядка(n+1), где n - целое положительное число, яв 29 ляющееся индексом фильтра коррекции, так чтобы образовать структуру схемы с прямой связью с общим числом n полиномиальных нелинейностей в возрастающем порядке в соответствующих каналах сигналов коррекции. 26. Преобразователь сигналов по любому из предшествующих пунктов, отличающийся тем, что передаточная функция линейного инвариантного по времени фильтра обеспечивает компенсацию одной или нескольких передаточных функций одной или нескольких соответствующих линейных и инвариантных по времени моделей фильтров или линейные и инвариантные по времени фильтры по существу идентичны упомянутым моделям фильтров, один или несколько соответствующих линейных и инвариантных по времени моделей фильтров генерируются моделью сигнала для нелинейности,присущей преобразованию входного ИКМ сигнала в выходной ШИМ сигнал, при этом модель сигнала образована моделью, в которой ИКМ сигнал модели фильтруется множеством каналов сигналов модели, каждый из которых содержит полиномиальную нелинейность модели 30 порядка l, включенную последовательно с соответствующей линейной и инвариантной по времени моделью фильтра Al(z), определяемой соотношением где z=ei,l - текущий целочисленный индекс фильтра 1,аil - фильтровой коэффициент соответствующей линейной и инвариантной по времени модели фильтра с индексом l. 27. Преобразователь сигналов по п.26, отличающийся тем, что фильтровые коэффициенты аil каждой из линейных и инвариантных по времени моделей фильтров Al(z) определяются на основе разложения Тэйлора нелинейности,присущей конкретному типу преобразования ИКМ сигнала в ШИМ сигнал. 28. Способ, реализованный в преобразователе сигналов по любому из пп.1-27. 29. Цифровой усилитель, содержащий преобразователь сигнала по любому из пп.1-27 или обеспечивающий выполнение способа по п.28.